AC-AC转换器电路的利记博彩app

文档序号:20922327 发布日期:2020-05-29 14:18
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本发明涉及一种将来自交流电源的电力转换为交流电力的ac-ac转换器电路。



背景技术:

已知一种从直流电源输出三相交流电力的逆变器。例如,在专利文献1中记载了将阻抗源电路与三相逆变器组合而成的电力转换电路。专利文献1所记载的电力转换电路将来自二次电池(充电电池)的直流电力经由阻抗源电路输入到三相逆变器,从而生成交流电力。特别是,该电力转换电路将常导通型的晶体管用作开关元件。另外,在专利文献2中记载了包括电源、主转换器电路以及阻抗网络的电力转换器。在该电力转换器中,阻抗网络与电源及主转换器电路耦合,主转换器电路与负载耦合。该阻抗网络构成为主转换器电路进行降压转换和升压转换这两方。但是,在这些技术中不存在具有pfc(powerfactorcorrection:功率因数校正)功能的技术。

现有技术文献

专利文献

专利文献1:日本特开2010-119174号公报

专利文献2:美国专利第7130205号说明书



技术实现要素:

发明要解决的问题

本发明人们对将来自交流电源的电力转换为交流电力的ac-ac转换器电路进行研究并得到了下面的认知。

考虑使用ac-ac转换器电路以通过单相交流电源驱动被三相交流电力驱动的电动机。认为ac-ac转换器电路构成为包括将来自交流电源的电力转换为直流电力的整流电路以及将整流得到的直流电力转换为期望规格的交流电力的dc-ac转换电路。

但是,特别地,根据单相交流电压进行整流而得到的整流电压包含大的脉动。因此,整流电路大多具备使用大容量的平滑电容器以对整流电压进行平滑的pfc电路。认为电容器随着容量、耐压变大而其尺寸变大。存在如果搭载大容量的电容器则ac-ac转换器电路整体大型化的问题。并且,存在如下问题:具有大容量的电容器的整流电路流动着电源电流中包含很多谐波的电流。

根据该情形,本发明人们认识到在ac-ac转换器电路中存在从使电路整体小型化并减少电源电流的谐波的观点出发应该改善的问题。

不限于单相-三相的ac-ac转换器电路,其它种类的ac-ac转换器电路也可能产生这种问题。

本发明是鉴于这样的问题而完成的,其目的在于提供一种能够实现电路整体的小型化的ac-ac转换器电路。

用于解决问题的方案

为了解决上述问题,本发明的某个方式的ac-ac转换器电路将交流电压转换为其它的交流电压,在该ac-ac转换器电路中,在对交流电压进行整流的整流电路与生成其它的交流电压的逆变器电路之间设置有z源电路。

此外,将以上的结构要素的任意的组合、本发明的结构要素或表达在方法、装置、程序、记录有程序的暂时性或非暂时性的存储介质、系统等之间相互替换所得到的方式作为本发明的方式也还是有效的。

发明的效果

根据本发明,能够提供一种能够实现电路整体的小型化的ac-ac转换器电路。

附图说明

图1是示出实施方式所涉及的ac-ac转换器电路的一例的电路图。

图2是示出比较例所涉及的ac-ac转换器电路的电路图。

图3是用于说明图2的ac-ac转换器电路的动作的电路图。

图4是示出图3的电路的电压和电流的波形的波形图。

图5是示出图3的电路的输入电流的高次谐波的图表。

图6是用于说明图2的ac-ac转换器电路的动作的另一电路图。

图7是用于说明图2的ac-ac转换器电路的动作的又一电路图。

图8是示出图1的ac-ac转换器电路的等效电路的一例的电路图。

图9是示出图1的ac-ac转换器电路的整流电压及开关元件的开关情形的一例的时序图。

图10是示出图1的ac-ac转换器电路的控制电路的一例的框图。

图11是示出图1的ac-ac转换器电路的降压动作时的各开关元件的动作的一例的时序图。

图12是示出图1的ac-ac转换器电路的升压动作时的各开关元件的动作的一例的时序图。

图13是示出第一变形例所涉及的t源电路及γ源电路的一例的电路图。图13的(a)示出t源电路的一例,图13的(b)示出γ源电路的一例。

图14示出处于有源模式时的等效电路80。

图15示出处于降压模式时的等效电路80。

图16示出处于升压模式时的等效电路80。

图17示出在利用降压动作和升压动作进行了控制时的输入电流ig和电感器电流il。

图18示出动作模式的一例。图18的(a)示出k=k1<1时的动作模式。图18的(b)示出k=k2>1时的动作模式。

图19示出执行了使电感器电流il为最小的控制的结果。

图20示出比较例所涉及的转换器的载波信号和u相电压波形。图20的(a)示出比较例所涉及的转换器的载波信号。图20的(b)示出比较例所涉及的转换器的u相电压波形。

图21示出方法1所涉及的转换器的载波信号和u相电压波形。图21的(a)示出方法1所涉及的转换器的载波信号。图21的(b)示出方法1所涉及的转换器的u相电压波形。

图22示出方法2所涉及的转换器的载波信号和u相电压波形。图22的(a)示出方法2所涉及的转换器的载波信号。图22的(b)示出方法2所涉及的转换器的u相电压波形。

具体实施方式

在下面的实施方式中,对相同的结构要素标注相同的标记,并省略重复的说明。另外,在各附图中,为了便于说明,适当省略结构要素的一部分。

[实施方式]

图1是示出本发明的实施方式所涉及的ac-ac转换器电路100的一例的电路图。ac-ac转换器电路100作为基于来自单相电源12的电力生成三相电力的电力转换装置来发挥功能。作为一例,ac-ac转换器电路100能够用于对泵、压缩机、船或飞机的电动致动器、机器人臂等多种多样的装置进行驱动。ac-ac转换器电路100包括滤波器14、整流电路16、降压电路18、z源电路20、三相的逆变器电路22以及控制电路24。在本说明书中,按照电力从单相电源12朝向三相电力的输出的流动,有时将上游侧表述为前级或输入,将下游侧表述为后级或输出。

单相电源12例如可以为商用电源或发电机。单相电源12向第一端12b和第二端12c输出交流电压v12。滤波器14连接于单相电源12与整流电路16之间,作为emi滤波器来发挥功能。滤波器14包括电感器l3和电容器c3。电感器l3的输入端与单相电源12的第一端12b连接,电感器l3的输出端与整流电路16的输入端连接。电容器c3的一端与电感器l3的输出端连接,电容器c3的另一端与单相电源12的第二端12c连接。

整流电路16连接在滤波器14的后级。整流电路16包括被桥式连接的4个二极管d1~d4。来自单相电源12的交流电压v12经由滤波器14被输入到整流电路16的输入端16b、16c。整流电路16对来自单相电源12的交流电压v12进行全波整流,来生成整流电压v16。整流电路16向正侧的输出端16p与负侧的输出端16m之间输出整流电压v16。整流电压16v的波形为包含大的峰和谷的脉动波形。

降压电路18连接在整流电路16的后级。降压电路18将来自整流电路16的整流电压v16降压来生成降压电压v18。降压电路18包括开关元件t7以及与开关元件t7的输出侧连接的二极管d5。

开关元件t7可以为公知的各种各样的元件。在本例中,开关元件t7为n型mosfet。开关元件t7的漏极与整流电路16的正侧的输出端16p连接,开关元件t7的源极与降压电路18的正侧的输出端18p连接,开关元件t7的栅极与控制电路24连接。二极管d5的阴极与输出端18p连接,二极管d5的阳极18m与整流电路16的输出端16m连接。

z源电路20连接在降压电路18的后级。z源电路20基于来自降压电路18的降压电压v18,生成向逆变器电路22供给的供给电压v20。z源电路20与逆变器电路22的开关动作及降压电路的开关动作相应地,根据整流电压v16来生成供给电压v20。z源电路20向正侧的输出端20p与负侧的输出端20m之间输出供给电压v20。在后面记述z源电路20的结构。

逆变器电路22连接在z源电路20的后级。逆变器电路22基于来自z源电路20的供给电压v20,生成交流电压v22。在本例中,逆变器电路22为三相逆变器电路。交流电压v22为包含x相的电压vox、y相的电压voy、z相的电压voz的三相交流电压。电压vox、voy、voz各自可以为以2π/3的相位差交变的电压。来自逆变器电路22的交流电压v22例如被供给到电动机6。作为逆变器电路22,能够采用公知的各种各样的电路结构。在本例中,逆变器电路22具备6个开关元件t1~t6。开关元件t1~t6可以为公知的各种各样的元件。在本例中,开关元件t1~t6为n型mosfet。

开关元件t1、t2相互串联连接,从而构成x相臂。开关元件t3、t4相互串联连接,从而构成y相臂。开关元件t5、t6相互串联连接,从而构成z相臂。开关元件t1、t3、t5的各漏极分别与z源电路20的正侧的输出端20p连接,从而开关元件t1、t3、t5分别作为上开关元件来发挥功能。开关元件t2、t4、t6的各源极分别与z源电路20的负侧的输出端20m连接,从而开关元件t2、t4、t6分别作为下开关元件来发挥功能。开关元件t1、t3、t5的各源极与开关元件t2、t4、t6的各漏极连接,从各连接点xc、yc、zc输出电压vox、voy、voz。开关元件t1~t6的各栅极与控制电路24连接。通过控制电路24对逆变器电路22的开关元件t1~t6的接通/断开进行控制。

控制电路24通过控制开关元件t7的栅极电压,来对供给电压v20进行控制。特别地,控制电路24能够通过使开关元件t7的接通状态的占空比变大来将供给电压v20控制为高,通过使占空比变小来将供给电压v20控制为低。控制电路24通过控制开关元件t1~t6的接通/断开,来对来自逆变器电路22的交流电压v22进行控制。特别地,控制电路24通过控制开关元件t1~t6的栅极电压,能够对来自逆变器电路22的各臂的电压vox、voy、voz进行控制。在后面记述控制电路24的结构。

在此,在说明实施方式所涉及的ac-ac转换器电路100的动作之前,对在达成本发明的过程中研究出的比较例所涉及的ac-ac转换器电路200的动作进行说明。图2是示出比较例所涉及的ac-ac转换器电路200的电路图。相对于实施方式所涉及的ac-ac转换器电路100而言,比较例所涉及的ac-ac转换器电路200具有删除z源电路20且添加有pfc电路218和平滑电容器c8的结构。省略重复的说明,主要说明pfc电路218和平滑电容器c8的动作。

如图2所示,ac-ac转换器电路200包括滤波器14、整流电路16、降压电路18、pfc电路218、平滑电容器c8、逆变器电路22以及控制电路24。滤波器14、整流电路16、降压电路18及逆变器电路22与ac-ac转换器电路100中的电路相同,省略说明。

图3是用于说明ac-ac转换器电路200的动作的电路图。图3示出不具备降压电路18和pfc电路218的电路。图4是示出图3的电路的电压和电流的波形的波形图(http://seppotl.web.fc2.com/zht03/acdc.html)。图4示出整流电压v16、平滑电压v8以及输入电流ip。图4的横轴为时间。图4的纵轴表示电压及电流的大小。整流电压v16为平滑前的波形,表示只是对单相交流进行全波整流后的脉动波形。平滑电压v8为平滑后的波形,表示被降低脉动后的波形。如图4所示,平滑电压v8包含波动电压vr。

如图4所示,输入电流ip仅在整流电压v16超过平滑电压v8的时刻流动,因此为急剧地上升且急剧地下降的波形,电流不流动的期间也长。在该情况下,输入电流ip的功率因数低,从而要求改善功率因数。图5是示出对图4的输入电流ip进行频率分析而得到的谐波的图表(http://www.jeea.or.jp/course/contents/01130/)。图5的横轴表示谐波的次数。图5的纵轴是将基波(显示为1次)的振幅设为100%并用比率表示各谐波的振幅。如图5所示,输入电流ip包含很多的高次谐波。高次谐波为不需要辐射的原因,因此期望抑制高次谐波。

为了改善功率因数并抑制高次谐波,ac-ac转换器电路200具备pfc电路218。pfc电路218作为对输入电流流动的时间进行控制以改善功率因数的电路来发挥功能。pfc电路218对输入电流的谐波成分进行抑制。pfc电路218对来自整流电路16的整流电压v16进行整形,来生成整形电压。

平滑电容器c8并联连接在pfc电路218的后级。平滑电容器c8对来自pfc电路218的整形电压进行平滑,来生成平滑电压v8。期望的是,平滑电容器c8具备与充放电电流的大小对应的静电容量以及与施加电压对应的耐压。因此,平滑电容器c8的尺寸大多会变大。

图6是对ac-ac转换器电路200的pfc电路218的动作进行说明的电路图。图6是在图3的电路中添加了pfc电路218的电路。pfc电路218包括电感器l8、开关元件t8以及二极管d8。开关元件t8为n型mosfet。电感器l8的输入端与整流电路16的输出端16p连接。开关元件t8的漏极与电感器l8的输出端连接,开关元件t8的源极与整流电路16的输出端16m连接。二极管d8的阳极与电感器l8的输出端连接,二极管d8的阴极与平滑电容器c8的正端连接。二极管d8以能够防止从平滑电容器c8逆流的方式被连接。

在pfc电路218中,通过电感器l8的作用来抑制输入电流ip的急剧上升。当开关元件t8接通时,电感器l8的输出端与整流电路16的负侧的输出端16m之间短路,其短路电流流向电感器l8。在开关元件t8从接通切换为断开时,通过电感器l8的作用,电感器l8的输出端的电压上升,从而抑制输入电流ip的急剧降低。通过像这样进行动作,pfc电路218能够改善输入电流ip的功率因数,并且能够抑制输入电流ip的谐波成分。

如果只是具备pfc电路218,则在逆变器电路22为低输出的情况下,有可能开关损失相对于该输出的比例相对地变大。因此,ac-ac转换器电路200在整流电路16的输出侧与pfc电路218的输入侧之间设置有降压电路18。图7是对组合有降压电路18的pfc电路218的动作进行说明的电路图。

如上所述,降压电路18包括开关元件t7和二极管5。当开关元件t7变为接通时,通过开关元件t7对平滑电容器c8进行充电,平滑电压v8上升。当开关元件t7变为断开时,流动基于通过二极管5蓄积到电感器l8中的磁能的电流。降压电路18能够根据开关元件t7的接通状态的占空比来降低平滑电压v8。在逆变器电路22为低输出的情况下,降压电路18能够使开关元件t7的占空比变小来使平滑电压v8降低,从而减少逆变器电路22的开关损失。

像这样构成的比较例的ac-ac转换器电路200具备大型的平滑电容器c8,并使用了8个开关元件以及6个二极管。因此,ac-ac转换器电路200存在难以使电路整体小型化的问题。

基于比较例的这种问题,返回到实施方式所涉及的ac-ac转换器电路100的说明。在基于从交流电压整流得到的整流电压来使逆变器电路进行动作的结构中,存在电流的功率因数、高次谐波的问题。在基于蓄电池等的几乎没有电压变动的直流电压来使逆变器电路进行动作的结构中不可能产生该问题。因此,本发明人们就该问题反复进行研究和试行错误,由此研究出在整流电路的后级设置z源电路的结构。在该结构中,通过使平滑电容器削减或小型化并减少开关元件、二极管的数量,能够使电路整体小型化。

z源电路20设置于整流电路16与逆变器电路22之间。在图1的例子中,z源电路20设置于降压电路18的后级侧且逆变器电路22的前级侧。z源电路20包括2个电感器l1、l2以及2个电容器c1、c2。电感器l1的输入端及电容器c1的正端与降压电路18的正侧的输出端18p连接。电感器l2的输入端及电容器c2的负端与整流电路16的输出端16m连接。电感器l1的输出端及电容器c2的正端与z源电路20的正侧的输出端20p连接。电感器l1、l2的电感可以不同,但是在本例中是相等的。电容器c1、c2的静电容量可以不同,但是在本例中是相等的。

电感器l1、l2由于开关元件t1~t6进行开关动作而产生升压作用,从而抑制电感器的电流的急剧降低。电容器c1、c2将z源电路20的输出侧的输出端20p、20m的电压变化负反馈至z源电路20的输入侧,从而抑制输出端20p、20m的急剧的电压变化。通过像这样进行作用,z源电路20能够改善输入电流ip的功率因数并减少高次谐波。

接着,使用等效电路来说明ac-ac转换器电路100的动作。图8是示出ac-ac转换器电路100的等效电路80的一例的电路图。等效电路80包括电压源26、二极管d28、降压电路18、z源电路20、开关元件t30以及双向电流源32。电压源26为与包括单相电源12、滤波器14以及整流电路16的电路等效的元件,是输出正弦波的绝对值来作为整流电压v16的电压源。二极管d28为与整流电路16的逆流防止作用等效的元件。开关元件t30为与开关元件t1~t6的一部分等效的元件。双向电流源32为与逆变器电路22的负载等效的元件,是能够产生源极电流和灌电流的电流源。

在等效电路80中,各电路元件如下面那样进行连接。电压源26的正端与二极管d28的阳极连接。二极管d28的阴极与降压电路18的开关元件t7的漏极连接。电压源26的负端与二极管d28的阴极、电感器l2的输入端及电容器c2的负端连接。降压电路18和z源电路20如上所述。z源电路20的正侧的输出端20p与开关元件t30的漏极d30及双向电流源32的正端32p连接。z源电路20的负侧的输出端20m与开关元件t30的源极及双向电流源32的负端32m连接。

对等效电路80的动作进行说明。图9示出整流电压v16以及开关元件t7、t30的开关情形的一例的时序图。图9示出与来自单相电源12的交流电压v12的一个周期tac相应的部分。整流电压v16每隔tac/2交替地重复大的峰和谷。在图9中,虚拟dc电压vg作为阈值来发挥功能,该阈值作为在升压动作与降压动作之间切换的基准。虚拟dc电压vg也可以与期望的供给电压v20对应地设定。

在图9中,整流电压v16能够以虚拟dc电压vg为基准划分为s1~s5的期间。在整流电压v16超过虚拟dc电压vg时,ac-ac转换器电路100进行降压动作,来如箭头p那样削减整流电压v16的峰。在期间s2、s4内,整流电压v16超过虚拟dc电压vg,ac-ac转换器电路100如箭头p所示那样进行削减整流电压v16的峰的降压动作。在期间s1、s3、s5内,整流电压v16为虚拟dc电压vg以下,ac-ac转换器电路100如箭头d所示那样进行将整流电压v16的谷e填满的升压动作。

在图9中,标记t7s所表示的波形示出开关元件t7的动作状态,用电平1表示接通,用电平0表示断开。标记t30s所表示的波形示出开关元件t30的动作状态,用电平1表示接通,用电平0表示断开。

对降压动作进行说明。在降压动作时,开关元件t30被维持为断开状态,开关元件t7被控制为进行如下的开关动作:周期性地重复进行接通和断开。在开关元件t7接通时,来自电压源26的电流流向电感器l1、l2以及双向电流源32,在电感器l1、l2中蓄积磁能。当开关元件t7切换为断开时,基于电感器l1、l2中蓄积的磁能的电流通过二极管d28流向电感器l1、l2以及双向电流源32。其结果为,能够从整流电压v16得到根据开关元件t7的开关的占空比而被降压后的电压,来作为z源电路20的供给电压v20。换言之,在降压动作时,能够通过开关元件t7的接通/断开动作来获得峰被削减的供给电压v20。

对升压动作进行说明。在升压动作时,开关元件t7被维持为接通状态,开关元件t30被控制为进行如下的开关动作:周期性地重复进行接通和断开。在开关元件t30接通时,流向开关元件t30的电流流向电感器l1、l2,在电感器l1、l2中蓄积磁能。当开关元件t30切换为断开时,基于电感器l1、l2中蓄积的磁能的电流流向电感器l1、l2以及双向电流源32。其结果为,能够从整流电压v16得到根据开关元件t30的开关的占空比而被升压后的电压,来作为z源电路20的供给电压v20。换言之,在升压动作时,能够通过开关元件t30的接通/断开动作来获得使谷缓和后的供给电压v20。

图10是示出ac-ac转换器电路100的结构的一例的框图。图10是省略了在说明上不重要的一部分要素后示出的。关于图10所示的控制电路24的各模块,在硬件上能够通过以计算机的cpu为首的电子元件、机械部件等实现,在软件上通过计算机程序等来实现,此处绘制出通过硬件与软件协作来实现的功能模块。因而,本领域技术人员能够理解的是,这些功能模块能够通过硬件、软件的组合来以各种各样的形式实现。

控制电路24包括交流电压获取部24b、整流电压获取部24c、电容器电压获取部24d、峰值电压确定部24e、电感器电流确定部24f、电感器电压确定部24h、栅极控制部24g以及同时接通控制部24j。交流电压获取部24b从单相电源12获取交流电压v12。整流电压获取部24c从整流电路16获取整流电压v16。电容器电压获取部24d从电容器c1、c2获取电容器的两端的电压。峰值电压确定部24e根据获取到的整流电压v16,确定整流电压v16的峰值。同时接通控制部24j根据整流电压v16,将同时接通的时刻确定为短路控制信号tst。此外,在后面记述短路控制信号tst(参照图12、图11)。

电感器电流确定部24f根据获取到的电容器c1、c2的电压,确定应该流向电感器l1、l2的作为目标的电感器电流。电感器电压确定部24h根据所确定出的电感器电流,将电感器l1、l2的两端的电压确定为电感器电压。栅极控制部24g基于所确定出的电感器电压和短路控制信号tst,确定开关元件t1~t6、t7的接通/断开的时刻,并将其确定结果作为栅极控制信号g1~g6、g7进行输出。栅极控制信号g1~g6、g7被供给到开关元件t1~t6、t7的各栅极,来对开关元件t1~t6、t7的接通/断开进行控制。开关元件t1~t6、t7被控制电路24所控制,如下面那样进行动作。

图11是示出降压动作时的各开关元件的动作的一例的时序图。图12是示出升压动作时的各开关元件的动作的一例的时序图。在图11、图12中,标记t1s~t6s、t7s所表示的波形示出开关元件t1~t6、t7的动作状态,用电平1表示接通,用电平0表示断开。tst表示短路控制信号,是以在电平1时使上下的开关元件同时接通的方式进行控制的信号。在图11、图12中,car表示载波信号。在本例中,载波信号car是重复的1个周期为20μs(50khz)的角波。

在图11、图12的例子中,在x相的调制信号mx超过载波信号car时,开关元件t1接通,开关元件t2断开。在y相的调制信号my超过载波信号car时,开关元件t3接通,开关元件t4断开。在z相的调制信号mz超过载波信号car时,开关元件t5接通,开关元件t6断开。在图12的例子中,还增加了基于短路控制信号tst的同时接通动作。

对降压动作时进行说明。关于上下被串联连接的开关元件t1、t2,在一方接通时,另一方断开,在一方断开时,另一方接通。关于开关元件t3、t4,在一方接通时,另一方断开,在一方断开时,另一方接通。关于开关元件t5、t6,在一方接通时,另一方断开,在一方断开时,另一方接通。也就是说,构成各相的相臂的上开关元件及下开关元件被控制为在一方接通时另一方断开。在降压动作时,短路控制信号tst被维持为电平0,从而上下的开关元件被控制为不同时接通。

对升压动作时进行说明。开关元件t1、t2如箭头所示那样设置有在一方接通时另一方同时接通的期间。开关元件t3、t4如箭头所示那样设置有在一方接通时另一方同时接通的期间。开关元件t5、t6如箭头所示那样设置有在一方接通时另一方同时接通的期间。也就是说,针对构成各相的相臂的上开关元件和下开关元件设置在一方接通时另一方也同时接通的期间。像这样,利用短路控制信号tst来控制上下的开关元件同时接通的时刻。在升压动作时,短路控制信号tst在规定的时刻变为电平1。开关元件t7被维持为接通状态(t7s=1)。

接着,对像这样构成的实施方式所涉及的ac-ac转换器电路100的作用、效果进行说明。

实施方式所涉及的ac-ac转换器电路100将交流电压(v12)转换为其它的交流电压(v22),在ac-ac转换器电路(100)中,在对交流电压(v12)进行整流的整流电路(16)与生成其它的交流电压(v22)的逆变器电路(22)之间设置有z源电路(20)。根据该结构,通过将pfc功能整合到z源电路,能够减少开关元件t8、二极管d8,因此能够抑制因使用的半导体元件的寿命而引起的ac-ac转换器电路100的可靠性的降低。由于还能够削减使用的半导体元件,因此就ac-ac转换器电路100整体而言容易实现小型化。另外,z源电路20抑制整流电压v16的脉动,由此能够将大型的平滑电容器c8置换为小型的平滑电容器、或者消除大型的平滑电容器c8,因此就ac-ac转换器电路100整体而言能够实现小型化。

在实施方式所涉及的ac-ac转换器电路100中,在整流电路(16)与z源电路(20)之间设置有降压电路(18)。根据该结构,通过降压电路18来抑制整流电压v16的峰值,从而降低z源电路20的供给电压v20的电压及电压的脉动,就ac-ac转换器电路100整体而言能够实现小型化。由于能够降低逆变器电路22的施加电压,因此能够降低各元件的负荷,使发热降低,因此能够使逆变器电路22的散热用构件小型化,从而就ac-ac转换器电路100整体而言能够实现小型化。

在实施方式所涉及的ac-ac转换器电路100中,逆变器电路(22)包括相互串联连接的第一开关元件(t1、t3、t5)和第二开关元件(t2、t4、t6),设置有在第一开关元件(t2、t4、t6)接通时第二开关元件(t2、t4、t6)接通的期间以生成其它的交流电压(v22)。根据该结构,通过设置第二开关元件(t2、t4、t6)接通的期间,由此能够使z源电路20的电感器l1、l2进行升压动作,使整流电压v16的谷缓和,从而能够抑制z源电路20的供给电压v20的变动。

以上基于本发明的实施方式进行了说明。该实施方式为例示,本领域技术人员能够理解的是,能够在本发明的权利要求书内进行各种各样的变形及变更,并且像这样得到的变形例及变更也包含在本发明的权利要求书内。因而,本说明书中的记述及附图应被视为例示而非限定。

下面,对变形例进行说明。在变形例的附图及说明中,对与实施方式相同或同等的结构要素、构件标注相同的标记。适当省略与实施方式重复的说明,重点说明与实施方式不同的结构。

(第一变形例)

在实施方式的说明中,在对交流电压进行整流的整流电路16与生成其它的交流电压的逆变器电路22之间设置有z源电路20,但是本发明不限于此。例如,可以设置任何的阻抗网络电路来取代z源电路。作为像这样的阻抗网络电路,列举t源电路和γ源电路作为一例。本发明的ac-ac转换器也可以在整流电路16与逆变器电路22之间设置t源电路20(b)或γ源电路20(c),来取代z源电路20。图13是示出第一变形例所涉及的t源电路20(b)和γ源电路20(c)的一例的电路图。图13的(a)示出t源电路20(b)的一例,图13的(b)示出γ源电路20(c)的一例。下面,也参照图1来说明t源电路20(b)及γ源电路20(c)的结构和动作。

t源电路20(b)包括电感器l1(b)、l2(b)以及电容器c1(b)。电感器l1(b)、l2(b)彼此被磁性耦合,产生相互作用。t源电路20(b)的输入与降压电路18的输出连接。t源电路20(b)的输出与逆变器电路22的输入连接。电感器l1(b)的输入端与t源电路20(b)的正侧的输入端连接。电感器l1(b)的输出端与电感器l2(b)的输入端连接。电感器l2(b)的输出端与t源电路20(b)的正侧的输出端连接。电容器c1(b)的正端与电感器l1(b)的输出端连接。电容器c1(b)的负端与t源电路20(b)的负侧的输入端连接。t源电路20(b)的负侧的输出端与t源电路20(b)的负侧的输入端连接。

γ源电路20(c)包括电感器l1(c)、l2(c)以及电容器c1(c)。电感器l1(c)、l2(c)彼此被磁性耦合,产生相互作用。γ源电路20(c)的输入与降压电路18的输出连接。γ源电路20(c)的输出与逆变器电路22的输入连接。电感器l2(c)的输入端与γ源电路20(c)的输入端连接。电感器l2(c)的输出端与γ源电路20(c)的正侧的输出端连接。电感器l1(c)的输入端与γ源电路20(c)的输入端连接。电感器l1(c)的输出端与电容器c1(c)的正端连接。电容器c1(c)的负端与γ源电路20(c)的负侧的输入端连接。γ源电路20(c)的负侧的输出端与γ源电路20(c)的负侧的输入端连接。

在第一变形例中,在整流电路(16)与逆变器电路(22)之间设置有t源电路(20(b))或γ源电路(20(c)),来取代z源电路(20)。根据该结构,起到与实施方式所涉及的ac-ac转换器电路100同样的作用效果。

(第二变形例)

在实施方式的说明中,对二极管d1-d5为能够单向通电的半导体二极管的例子进行了说明,但是不限于此。二极管d1-d5的全部或一部分也可以被置换为如mosfet那样能够逆向通电的开关元件。本变形例起到与实施方式所涉及的ac-ac转换器电路100同样的作用效果。

(第三变形例)

在实施方式的说明中,对开关元件t1~t7为n型mosfet的例子进行了说明,但是不限于此。开关元件t1~t6、t7的种类不被特别限定,能够应用双极性晶体管、igbt(insulatedgatebipolartransistor:绝缘栅双极晶体管)、sic器件、gan器件等公知的各种开关元件。本变形例起到与实施方式所涉及的ac-ac转换器电路100同样的作用效果。

在上述说明的实施方式中,用于对ac-ac转换器电路的电压进行控制的动作仅包含降压动作和升压动作。但是,本发明不限于此。例如,本发明的一个实施方式的ac-ac转换器电路除了包含上述的降压动作和升压动作以外,还包含在输入电压vg为零附近时进行升降压动作的情况。下面,在对上述的降压动作和升压动作进行了更详细的说明之后,对升降压动作进行说明。

首先,根据开关元件t7、t30的接通/断开状态将图8的等效电路80的动作状态分类为第一动作模式、第二动作模式、第三动作模式这三个模式。下面,有时也将第一动作模式、第二动作模式、第三动作模式分别称为“有源模式”、“降压模式”、“升压模式”。另外,有时也将开关元件t7、t30分别称为“降压电路用开关元件”、“逆变器电路用开关元件”。

进行如下定义:在降压电路用开关元件t7接通且逆变器电路用开关元件t30断开时,等效电路80处于有源模式。

在图14中示出处于有源模式时的等效电路80。

在二极管d28中,对阳极施加正的输入电压vg。因而,在降压电路用开关元件t7中流动正的输入电流it7,1(下标中的左侧的“t7”表示开关元件t7,下标中的右侧的“1”表示第一动作模式(有源模式)。下面同样)。另一方面,由于对二极管d5的阴极施加正的输入电压vg,因此电流不流动。

输入电流it7,1分支为两个,一方为输入到电容器c1的电流ic,1,另一方为流过电感器l1的电流il、1(按理应该将输入到电容器c1的电流ic1,1与输入到电容器c2的电流ic2,1区别地进行表述,但是显然ic1,1=ic2,1,因此将ic1,1与ic2,1统一简记为ic,1。同样地,按理应该将流过电感器l1的电流il1,1与流过电感器l2的电流il2,1区别地进行表述,但是显然il1,1=il2,1,因此将il1,1与il2,1统一简记为il、1)。即,

it7,1=ic,1+il、1···(1)。

流过电感器l1的电流il,1分支为两个,一方为输入到电容器c2的电流ic,1,另一方为输出电流iq,1。即,

iq=il、1-ic,1···(2)。

根据上述的两个式子,如下面那样计算出电感器电流il、1。

il、1=iq/2+it7,1/2···(3)

在此,输入电流it7,1为正,因此可知

il、1≥|q/2···(4)。

在此,iq为输出峰值电流。

即,电感器电流il、1始终为输出峰值电流iq的1/2以上。

如图14所示的那样,输入电压vg为对电容器c1施加的电压vc,1与对电感器l1施加的电压vl,1之和,因此下面的式子成立。

|vg|=vc,1+vl,1···(5)

另外,输出电压vpn,1为对电容器c2施加的电压(电容器电压)vc,1与对电感器l2施加的电压vl,1之和,因此下面的式子成立。

vpn,1=vc,1-vl,1···(6)

因而,成为

vc,1=|vg|/2+vpn,1/2···(7)

在此,通过具有二极管d28,从而输出电压vpn,1始终为正。因而,可知vc,1≥vg/2···(8)

在此,vg为输入峰值电压。

即,电容器电压vc,1始终比输入峰值电压vg的1/2大。

进行如下定义:在降压电路用开关元件t7断开且逆变器电路用开关元件t30断开时,等效电路80处于降压模式的状态。

在图15中示出处于降压模式时的等效电路80。

由于降压电路用开关元件t7断开,因此输入电流it7,2不流向降压电路用开关元件t7。即,

it7,2=0···(9)。

正的电流id5,2流向二极管d5。即,

id5,2>0···(10)。

在图15中,二极管d5右侧的电路结构与图11相同,因此根据与有源模式的情况相同的论述,可知

id5,2=ic,2+il,2···(11)

iq=il,2-ic,2···(12)。

根据式(11)、(12),如下面那样计算出电感器电流il1,2。

il,2=iq/2+id5,2/2···(13)

在此,二极管电流id5,2为正,因此可知

il,2≥|q/2···(14)。

即,电感器电流il,2始终为输出峰值电流iq的1/2以上。

对二极管d5施加的电压vd5,2为对电容器c1施加的电压vc,2与对电感器l1施加的电压vl,2之和,该值为零。

vd5,2=vc,2+vl,2=0···(15)

即,成为vl,2=-vc,2。这意味着对电感器施加了大小与电容器电压相同且符号与电容器电压相反的电压。

另外,可知输出电压vpn,2为vpn,2=vc,2-vl,2=2·vc,2···(16)。

进行如下定义:在逆变器电路用开关元件t30接通时,等效电路80处于升压模式的状态。此时,降压电路用开关元件t7可以为接通,也可以为断开。

在图16中示出处于升压模式时的等效电路80。

由于逆变器电路用开关元件t30接通,因此电流在双向电源32之前击穿逆变器电路用开关元件t30,输出电压vpn、3变为零。因而,此时,不对电动机等负载供给电力。即,成为vpn,3=vc,3-vl,3=0···(17)。

根据式(17)可知,vl,3=vc,3。这意味着对电感器施加了大小与电容器电压相同且符号与电容器电压相同的电压。

如下面那样计算出对二极管d5施加的电压vd5,3。

vd5,3=vc,3+vl,3=2·vc,3···(18)

像这样,对二极管d5的阴极施加来自两个电容器的正的输入电压vg,因此在二极管d5中不流动电流。

另外,只要满足“电容器电压vc,3始终比输入峰值电压vg的1/2大”的条件,即,

vc,3>vg/2···(19),

则vd5,3>|vg|成立,因此即使降压电路用开关元件t7变为接通,在降压电路用开关元件t7中也不流动电流。

如从以上的说明可知,在升压模式中,仅在z源电路中形成电流通路。

在此,对上述的实施方式、即仅包含降压动作和升压动作作为用于对ac-ac转换器电路的电压进行控制的动作的实施方式进行说明。

在降压动作时,逆变器电路用开关元件t30被维持为断开状态,降压电路用开关元件t7被控制为进行如下的开关动作:周期性地重复进行接通和断开。换言之,在降压动作时,控制为周期性地重复使用有源模式和降压模式。

另一方面,在升压动作时,降压电路用开关元件t7被维持为接通状态,逆变器电路用开关元件t30被控制为进行如下的开关动作:周期性地重复进行接通和断开。换言之,在升压动作时,控制为周期性地重复使用有源模式和升压模式。

在1个开关周期tsw的期间内,将使用有源模式的时间的比例设为da,将使用降压模式的时间的比例设为d0,将使用升压模式的时间的比例设为db(下面,有时也将da、d0、db称为占空比)。即,在1个开关周期tsw的期间内使用各模式的时间如下面那样。

在降压动作时,使用有源模式的时间ta为ta=da·tsw,使用降压模式的时间t0为t0=d0·tsw,其中,da+d0=1,db=0。

在升压动作时,使用有源模式的时间ta为ta=da·tsw,使用升压模式的时间tb为tb=db·tsw,其中,da+db=1,d0=0。

通过改变这些各模式的占空比da、d0、db的值,能够对输出电压vpn进行控制。

当将以上的结果以稳定状态的开关周期进行平均化时,求出下面的电路模型(<>表示平均值)。

=2·vc·(1-db)-|vg|·da···(20)

=|vg|·da-vc·(1-2·db)···(21)

=pm/···(22)

=|ig|=(2·il-)·da···(23)

基于以上的说明,对在本发明的ac-ac转换器装置的电压控制中仅包含降压动作和升压动作的实施方式中的最佳的占空比的计算方法进行说明。

首先,将各模式的占空比da、d0、db表示为电路处于稳定状态时的占空比da、d0、db与相对于稳定状态的微小变动d’a、d’0、d’b之和。即,

da=da+d’a···(24)

d0=d0+d’0···(25)

db=db+d’b···(26)。

首先,计算电路处于稳定状态时的占空比da、d0、db。

一般地,在ac-ac转换器装置中,期望将电感器电流il抑制为尽可能地小,以避免由电感器所产生的焦耳热等引起的能量损失。即,通过使电感器电流il最小化,由此能够使装置的效率最大化。因此,目标是决定在满足所提供的约束条件的范围内使il最小化那样的占空比。

首先,由于平均电感器电压为零,因此根据式(20)、(21)求出平均输出电压

=|vg|·da/(1-2·db)···(27)

其中,根据式(8)、(19),需要满足

>vg/2···(28)。

接着,当通过输入电压|vg|与输出电压之比来定义调制率m时,通过式(27)来如下面那样表示m。

m=|vg|/=(1-2·db)/da···(29)

其中,根据|vg|>0和式(8)的条件,需要满足

0≤m≤2···(30)

在此,根据式(23)可知,

il=(1/2)·(+|ig|/da)···(31)

根据该式,有源模式的占空比da越大,则电感器电流il的值越小。

在输入电压为输出电压以上时(即,1≤m≤2时),进行降压动作,因此成为

da、bu=1/m···(32)

db,bu=0···(33)

do,bu=1-1/m=(m-1)/m···(34)

(下标中的右侧的bu表示降压(buck))。

此时,通过式(32)表示的da、bu为1≤m≤2内的da、bu的最大值。

在输入电压为输出电压以下时(即,0≤m≤1时),进行升压动作,因此成为

da、bo=1/(2-m)···(35)

db,bo=1-1/(2-m)=(1-m)/(2-m)···(36)

do,bo=0···(37)

(下标中的右侧的bo表示升压(boost))。

此时,通过式(35)表示的da、bo为0≤m≤1内的da、bo的最大值。此外,式(32)和式(35)能够统一用下面的式子来表示。

da、bu/bo=min(1/m、1/(2-m))···(37)

其中,min()表示取()内的较小一方的值。

如以上说明的那样,在ac-ac转换器装置的电压控制中包含降压动作和升压动作的情况下,通过式(32)、(33)、(34)、(35)、(36)、(37)来决定各占空比,由此能够使电感器电流il为最小。

以上完成了在本发明的ac-ac转换器装置的电压控制中仅包含降压动作和升压动作的实施方式中的最佳的占空比的计算方法的说明。

在此,如上所述,为了使ac-ac转换器装置正常地进行动作,需要注意电感器电流il必须为峰值电流iq的1/2以上的点。即,

il≥(1/2)·|q···(38)。

在图17中示出在利用降压动作和升压动作进行了控制时的输入电流ig和电感器电流il。

降压动作和升压动作中的占空比da、bu、db、bu、d0、bu、da、b0、db,bo、d0、b0分别是通过式(32)、(33)、(33)、(34)、(35)、(36)来决定的。在仅使用降压动作和升压动作来进行控制的情况下,如图17所示,可知在ig=0附近,在输入电流ig中产生了相对于正弦波形的紊乱。即,在该情况下,在输入电流ig为零附近,无法实现设为目标的功率因数=1的控制。本发明人们认识到,这是由于在仅利用降压动作和升压动作的控制中,在输入电流ig为零附近不满足式(38)的条件而引起的。

本发明人们进一步进行研究的结果注意到,通过除了仅利用降压动作和升压动作的控制以外,还在输入电压vg为零附近进行利用升降压动作的控制,能够解决上述的问题。

如上所述,在降压动作时,仅使用有源模式和降压模式。即,

da、bu+db,bu=1···(39)

do,bu=0···(40)

另外,在升压动作时,仅使用有源模式和升压模式。即,

da、bo+do,bo=1···(41)

db,bo=0···(42)

与此相对,在升降压动作中,使用有源模式、降压模式以及升压模式这三个模式。即,

da、bb+db,bb+do,bb=1···(43)

(下标中的右侧的bb表示升降压(buck-boost))。

接着,对引入了升降压动作时的最佳的占空比的计算方法进行说明。

如上所述,升降压动作在于保证以下情况:即使在输入电压vg为零附近,式(38)的条件也成立。将在式(23)中用升降压动作时的有源模式的占空比da、bb置换有源模式的占空比da所得到的式子设置为

|ig|=(2·il-)·da、bb···(44)。

由此,成为

da、bb=|ig|/(2·il-)···(45)。

在此,设为式(38)成立,设置为il=(1/2)·iq(iq为输出峰值电流)。因而,升降压动作时的有源模式的占空比da、bb成为

da、bb=|ig|/(iq-)···(46)。

为了得到取决于调制率m的da、bb,导入如下面那样定义的常数k。

当设置为

ig=2·pm·vg/vg2···(47)

···(48)

m=|vg|/···(49)

pm=(3/2)·vq·iq·cosφ···(50)

m=2·vm/vc···(51)时,

表示为da、bb=(6m·cosφ/(4-3m·cosφ))·(vc/vg)2·m=k·m···(52)。

其中,

cosφ<1···(54)成立。

在此,pm为输出电力,m为逆变器调制率。

即,定义为

k=6m·cosφ/(4-3m·cosφ)···(55)

根据以上,如下面那样计算出最佳的占空比。

da=min(da,bu/bo、da,bb)···(56)

db=(1/2)·(1-m·da)···(57)

在此,也可以取代式(52),而在下面的范围内规定升降压动作时的有源模式的占空比da、bb。

da、bb≥(6m·cosφ/(4-3m·cosφ))·(vc/vg)2·m=k·m···(58)

通过在由式(58)决定的范围内规定da、bb,由此能够覆盖包含由本技术领域中的规格决定的容许失真率的范围。

如式(56)所示那样,为了使电感器电流il最小化,稳定状态中的有源模式的最佳的占空比da取da,bu/bo与da,bb中的较小一方的值。另外,如式(52)所示那样,升降压动作时的有源模式的最佳的占空比da、bb为与调制率m成比例的值。此时的比例系数k是通过式(55)来决定的。稳定状态的占空比da,bu/bo在降压动作时和升压动作时是有效的,稳定状态的占空比da,bu/bo是利用与降压动作时的有源模式的占空比da,bu的最小值相关联的升压动作时的有源模式的占空比da,bo来求出的。这些动作模式由系数k决定。

作为动作模式的一例,在图18的(a)中示出k=k1<1时的动作模式。

作为动作模式的其它例子,在图18的(b)中示出k=k2>1时的动作模式。

如图18的(a)所示,如果k=k1,则仅使用升降压动作(bb)和降压动作(bu)。

另外,如图18的(b)所示,如果k=k2,则使用升降压动作(bb)、降压动作(bu)以及升压动作(bo)。

在图19中示出基于上述的方法执行了使电感器电流il为最小的控制的结果。

通过根据整流后的输入电压|vg|及输出电压(=电容器电压),求出稳定状态中的有源模式的占空比da,bu、da,bo、da,bu/bo,由此能够得到最佳的da、db。其结果为,可知如图19所示那样在输入电力的1个周期的期间内能够得到被完全整流后的输入电流和电感器电流il。

接着,求出式(24)、(25)、(26)中的各模式的占空比的相对于稳定状态的微小变动d’a、d’0、d’b。

当将式(24)、(25)代入到式(21)并取出相对于稳定状态的变动量时,得到下面的式子。

vl’=|vg|·d’a+2·vc·d’b···(59)

其中,vl’表示电感器电压vl的相对于稳定状态的变动。

在降压动作时,由于击穿,因此d0,bu=0。另外,由于d0,bu=0,因此可知d’0、bu=0。

在升压动作时,由于d0、bo=0、da,bo+db,bo=1,因此成为d’a,bo=-d’b,bo。

在升降压动作时,d0、bb被决定为使电感器电流il为最小的值。因而,不产生da,bb的相对于稳定状态的变动d’a,bb,仅产生db,bb的相对于稳定状态的变动d’b,bb。

以上的结果能够统一用下面那样的向量形式来表示。

(d’a、bu、d’b、bu)=(vl’、0)···(60)

(d’a、bo、d’b、bo)=(vl’/(|vg|-2·vc)、-vl’/(|vg|-2·vc))···(61)

(d’a、bb、d’b、bb)=(0、vl’/2·vc)···(62)

下面详细地说明将通过上述的方法计算出的占空比转换为用于开关控制的开关信号的方法。如下面所示那样,通过准确地对输出电压进行时间控制来使其变化,由此能够使开关信号的pwm载波波形相对于时间轴呈非对称。由此,能够准确地分配短路期间。

各模式的占空比da、d0、db以及逆变器占空比du、dv、dw被转换为实际的晶体管开关的控制信号sa、s1、s2、s3、s4、s5、s6。

首先说明使用了固定的直流链路(dclink)电压的、比较例所涉及的转换器的动作。

在图20的(a)中示出比较例所涉及的转换器的载波信号。

在图20的(b)中示出比较例所涉及的转换器的u相电压波形。

如图20的(a)所示,1个开关期间内的开关信号和各相的相电压波形是通过左右对称的形状的三角载波波形(pwm载波)与逆变器占空比du、dv、dw的比较来求出的。

图20的(b)示出u相的相电压波形,关于v相、w相也是同样的。

如图20的(b)所示,在载波波形小于dx时(其中,x∈{u、v、w}),各相电压vxn为直流链路电压vdc。

即,在该情况下,

vxn=vdc···(63)。

除此以外的相输出为0。

换言之,平均x相电压为vdc·dx。

=vdc·dx···(64)

在比较例所涉及的转换器中,使用了固定的直流链路电压。与此相对,在本发明所涉及的逆变器中,输出电压vpn根据动作模式而变化。

在本发明所涉及的逆变器中,也需要获得相同的平均相电压的输出。

作为用于实现该输出的方法,考虑下面两种方法。

(方法1)

击穿时的输出电压vpn为零。因此,需要在有源模式(即,vpn、1=2·vc-|vg|)及降压模式(vpn、1=2·vc)的期间内获得平均u相电压

方法1是通过使pwm载波波形非对称化来实现该处理的方法。具体地说,根据模式的状态,如下面那样变更载波波形。

有源模式的期间(ta=da·tsw):从0变为1

降压模式的期间(t0=d0·tsw):从0变为1

升压模式(击穿)(tb=db·tsw):维持0

在图21的(a)中示出方法1所涉及的转换器的载波信号。

在图21的(b)中示出方法1所涉及的转换器的u相电压波形。

方法1的优点在于能够使用与以往相同的占空比的点。

即,成为

tu,a=du·ta=du·da·tsw···(65)

tu,0=du·t0=du·d0·tsw···(66)。

由此,如下面那样计算出平均相电压。

=vpn,1·tu,a/tsw+vpn,2·tu,o/tsw

=(2·vc-|vg|)·du·da+2·vc·du·d0

·du···(67)

(方法2)

方法2是对击穿期间(tb=db·tsw)的开关进行整合的方法。

在以往的开关过程中,设置有在一方的半桥接通之前另一方必须断开的死区期间。

在方法2中,将两方的半桥接通的击穿期间tsh设置为死区期间。换言之,将击穿期间整合为开关过程。因而,开关次数不会增加。

半桥的上下的占空比dh、dl满足下面的关系。

dh=dl+dsh···(68)

将击穿期间(tb=db·tsw)如下面那样通过比例分配来分配给有源模式和降压模式。

tb,a=db,a·tsw=db·da/(da+d0)·tsw···(69)

tb,0=db,0·tsw=db·d0/(da+d0)·tsw···(70)

另外,

tan=dan·tsw=(da+db,a)·tsw···(71)

ton=don·tsw=(da+db,o)·tsw···(72)

tan+ton=1···(73)成立。

由此,能够得到

dan=da+tb,a/tsw=da/(1-db)···(74)

don=da+tb,o/tsw=d0/(1-db)···(75)。

将两个击穿期间按各相(即,u、v、w三相)在有源模式与降压模式之间分配。

即,

tsh、a=(1/3)·tb、a···(76)

tsh、o=(1/3)·tb、0···(77)。

首先,求出下面那样的非对称的pwm载波波形。

有源模式的期间(ta、n=dan·tsw):从0变为1

降压模式的期间(t0、n=d0n·tsw):从0变为1

升压模式(击穿)(tb=db·tsw):维持0

由此,击穿期间tsh、a和tsh、0能够实现各半桥x∈{a、b、c}的高侧开关的占空比dx、h与低侧开关的占空比dx、l之间的占空比之差tsh=(1/3)·db。

dx、h=dx、l+(1/3)·db,x···(78)

其中,x∈{a、b、c}。

最小占空比的半桥输出da、中间占空比的半桥输出db、最大占空比的半桥输出dc分别如下。

da=min(du、dv、dw)···(79)

db=mid(du、dv、dw)···(80)

dc=max(du、dv、dw)···(81)

其中,min()表示取()内的最小值,mid()表示取()内的中间值,max()表示取()内的最大值。

为了计算高侧及低侧开关的占空比dx、h及dx、l,需要考虑某个相的击穿期间对其它相的接通时间的影响。

在击穿期间内,希望注意直流链路电压为0(输出电压为0)的点。

因此,首先求出du、dv、dw的最小占空比da,l。

当注意

da,n=da+tb、a/tsw=da/da,n=1-db···(82)

这一点时,能够根据

da/da,n=1-db···(83)

的系数来求出。

因而,成为

da,l=(1-db)·da···(84)。

另外,高侧占空比da,h成为

da,h=da,l+(1/3)·db···(85)。

在图22的(a)中示出方法2所涉及的转换器的载波信号。

在图22的(b)中示出方法2所涉及的转换器的u相电压波形。

同样地,第二相、第三相的高侧及低侧的占空比根据与前一相的关系来如下面那样被计算出。

da,l=(1-db)·da···(86)

db,l=da,h+(1-db)·(db-da)···(87)

dc,l=db,h+(1-db)·(dc-db)···(88)

如以上说明的那样,在本实施例中,开关信号的pwm载波波形相对于时间轴呈非对称。由此,能够准确地分配短接期间。因而,能够削减z源电路的电感器的电流波动,并能够使系统整体的损失最小化。

在本发明的一个实施方式中,ac-ac转换器电路包括对所述降压电路和所述逆变器电路进行控制的控制电路。降压电路包括降压电路用开关元件。逆变器电路包括逆变器电路用开关元件。控制电路的特征在于,使用第一动作模式、第二动作模式以及第三动作模式来进行控制,该第一动作模式为降压电路用开关元件接通且所述逆变器电路用开关元件断开的模式,该第二动作模式为降压电路用开关元件断开且所述逆变器电路用开关元件断开的模式,该第三动作模式为逆变器电路用开关元件接通的模式。

在本发明的另一实施方式中,控制电路的特征在于,在将输入电压设为vg、将电容器电压设为vc、将平均输出电压设为vpn、将调制率设为m=|vg|/vpn时,进行控制以使第三动作模式的占空比d3、第一参数m、第二参数cosφ满足下面的式子。

cosφ<1、

d3≥6m·cosφ/(4-3m·cosφ)·(vc/vg)2·m

在本发明的另一实施方式中,控制电路的特征在于,进行控制以使第三动作模式的占空比d3满足下面的式子。

d3=6m·cosφ/(4-3m·cosφ)·(vc/vg)2·m

在本发明的另一实施方式中,开关信号的pwm载波波形相对于时间轴呈非对称。

附图标记说明

100:ac-ac转换器电路;6:电动机;12:单相电源;14:滤波器;16:整流电路;18:降压电路;20:z源电路;22:逆变器电路;24:控制电路;c1、c2:电容器;d1-d5:二极管;t1-t7:开关元件;l1、l2、l3:电感器。

产业上的可利用性

本发明是与将来自交流电源的电力转换为交流电力的ac-ac转换器电路有关的发明,能够利用于电力产业。

再多了解一些
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