一种差分振荡器的利记博彩app

下面将结合附图，对本申请中的技术方案进行描述。

时钟是通信系统的重要组成部分。时钟的主要作用包括：(1)和混频器共同作用，完成信号的上下变频；(2)为模数转换器(analogtodigitalconverter，adc)、数模转换器(digitaltoanalogconverter、dac)提供采样时钟，完成数模信号转换。振荡器是实现高质量时钟的核心部分。无论高质量通信还是高精度adc/dac都对高性能的振荡器提出了严格的要求。振荡器可以是压控振荡器(voltagecontrolledoscillator，vco)或数控振荡器(digitalcontrolledoscillator，dco)等。实现高质量时钟的振荡器对高精度通信系统至关重要。

图1是一种传统采用尾电感谐振技术的差分振荡器的电路结构示意图。

采用尾电感谐振技术的差分振荡器电路包括主谐振电路110，尾谐振电路120。主谐振电路110包括负阻111，负阻111包括交叉耦合的金属氧化物半导体(metal-oxide-semiconductor，mos)场效应晶体管(fieldeffecttransistor，fet)。mosfet也称为mos晶体管、mos管或mos器件。主谐振电路110可以包括第一电容c，电感值相等的第一电感lc1和第二电感lc2。尾谐振电路120可以包括尾电感lt，尾电容ct。

交叉耦合的mos管等效为线性负电阻，并为主谐振电路110提供能量，补偿主谐振电路110的损耗，维持振荡。

不考虑工艺偏差，可以将主谐振电路110看作是结构对称的两部分。lc1＝lc2，c＝cc1+cc2，cc1＝cc2。cc1与cc2连接处的电压可以看作是交流信号的地，即cc1与cc2连接处对于交流信号电压为0。一个谐振电路包括lc1-cc1，另一个谐振电路包括lc2-cc2，两个谐振电路的谐振频率相等，该谐振频率可以称为主谐振电路110的振荡频率。对于交流信号，lc1和cc1一端接地，另一端为输出电压vo1；lc2和cc2一端接地，另一端为输出电压vo2。vo1与vo2处的直流电压相等，交流电压的振幅相等，相位相反。

尾谐振电路120可以包括尾部电感和电容。尾谐振电路120的振荡频率为主谐振电路110的振荡频率的2倍。当尾谐振电路120的振荡频率偏离主谐振电路110的振荡频率的2倍，随着尾谐振电路120的振荡频率与主谐振电路110的振荡频率的2倍之间的差距增大，振荡器的相位噪声增加。

图2传统的采用尾电感谐振技术的差分振荡器的电路布局的示意图。

在传统的采用尾电感谐振技术的差分振荡器的电路布局中，与电源连接的部分210包括电源线211、电源线连接部212。电源线连接部212可以用于电源线211与差分振荡器其他部件的连接。

电感220包括第一电感、第二电感、尾电感。第一电感包括第一电感主体221、第一电感连接部224。第二电感包括第二电感主体222、第二电感连接部225。尾电感包括尾电感主体223、第一尾电感连接部226。第一电感连接部224可以用于连接第一mos管。第二电感连接部225可以用于连接第二mos管。第一尾电感连接部226可以用于连接尾电感主体223和尾电容。第一尾电感连接部226还可以用于将电感主体223与第一mos管、第二mos管连接。尾电感还可以包括第二尾电感连接部227，用于连接尾电感主体223和第一尾电感连接部226。第一尾电感连接部226可以经第二尾电感连接部227连接尾电感主体223和尾电容。

与地连接的部分230包括地线231、地线连接部232。地线连接部232可以用于地线231与差分振荡器其他部件的连接。例如，地线连接部232可以用于地线231与尾电感223、地线231与尾电容的连接。

电源线211与地线231之间布置有第一电感221、第二电感222、尾电感223、电容、mos管等器件，电源线211与地线231距离较远。电源线211通过电源连接部212与第一电感221、第二电感222连接。地线231通过地连接部232与尾电感223连接。为了减小电源线与地线的交流阻抗，需要在电路的周围布置很大的去耦电容。较大的去耦电容占用了较多的面积，浪费芯片的资源。并且由于寄生效应，对于交流信号，很难保证电源线和地线的电压均为0。也就是说，无法保证电源线和地线均为交流“地”。“布置”也可以理解为“设置”、“放置”、“配置”等，可以表示元器件位于芯片上，还可以表示元器件之间的位置关系。

尾谐振电路120可以包括尾电感223和尾电容。尾谐振电路120的振荡频率为主谐振电路110的振荡频率的2倍时，相位噪声最小。无法保证电源线和地线均为交流“地”，将导致无法精确设计电路中的尾谐振电路，产生较大的相位噪声。

为了解决上述问题，本申请提出了一种差分振荡器，能够获得精确的振荡器的寄生参数，从而可以通过合理设计减小振荡器的相位噪声。

图3是本申请实施例提供的一种差分振荡器的电路结构和布局的示意图。

差分振荡器包括电源线311，地线331，主谐振电路110，尾谐振电路120。在本申请实施例中，振荡器是差分振荡器。

差分振荡器位于芯片上。

电源线311，设置在芯片上。

地线331，设置在芯片上，并且与电源线311平行。地线331与电源线311平行，可以理解为地线331与所述电源线311近似平行。

主谐振电路110，设置在芯片上，包括：第一电感321和第二电感322，主谐振电路与电源线连接。

尾谐振电路120，设置在芯片上。尾谐振电路120与所述主谐振电路和所述地线连接。

应当理解，本申请中的“连接”指电连接。a与b连接，是指a与b电连接，即a与b之间可以经互连线连接，或a与b之间连接有其他元器件，如a经过c与b连接。芯片中元器件通过互连线连接。互连线也可以称为导线、互连导线、金属线等。

尾谐振电路120包括：尾电感、尾电容341，尾电感包括尾电感主体323和尾电感连接部326。尾电感连接部326用于连接尾电感主体323和尾电容。

尾电感连接部326还可以用于连接尾电感主体323和主谐振电路。

可以理解，所述电源线311和所述地线331将差分振荡器所在的芯片区域划分为位于所述电源线和所述地线之间的第一部分、分别位于电源线311和地线331两侧的第二部分和第三部分。

在一种可能的实现方式中，所述第一电感和所述第二电感可以位于所述第二部分。尾电感主体323可以位于第二部分或第三部分。尾电感主体323位于第三部分，可以进一步减小电源线311与地线331之间的距离，即使得电源线311与地线331更接近于交流“地”。下文以尾电感主体323设置在所述地线远离所述电源线的一侧，即尾电感主体323位于第三部分为例进行说明。

第二部分可以是远离电源线311的一侧，第三部分可以是远离地线331的一侧。或者，第三部分可以是远离电源线311的一侧，第二部分可以是远离地线331的一侧。下文中以第二部分是远离地线331的一侧，第三部分是远离电源线311的一侧为例进行说明。也就是图3所示，第一电感321和第二电感322设置在电源线311远离地线331的一侧，尾电感主体323设置在所述地线远离所述电源线的一侧的情况。

第一电感321、第二电感322、尾电感主体323分别位于地线331和电源线311的两侧，地线331和电源线311之间的距离可以很小，产生了较大的电容。

对于交流信号，地线331和电源线311之间的阻抗较小。即可以保证地线331和电源线311均为交流“地”。

地线331和电源线311之间的距离可以很小，在电源线311与地线331之间布置去耦电容，产生的寄生参数较小，使得地线331和电源线311更加接近交流“地”。地线331和电源线311之间的距离可以很小，减小了差分振荡器对去耦电容的需求。地线331和电源线311之间通过较小的去耦电容就可以满足电路设计要求。较小的去耦电容占用面积较小，减小了对芯片资源的占用。

差分振荡器中的器件很多与地线331或电源线311相连，例如主谐振电路的电容和电感、尾谐振电路中的电容和电感、交叉耦合mos器件的衬底等。地线331和电源线311接近交流“地”，从而可以更加准确地确定差分振荡器中的与地线331或电源线311连接的元器件的寄生参数。通过合理设计，能够使得尾谐振电路的振荡频率与主谐振电路110的振荡频率的2倍差值减小，减小振荡器的相位噪声。

可选地，地线331和电源线311之间的距离小于或等于第一预设值。地线331和电源线311之间的距离也可以理解为所述第一部分的宽度。

可选地，差分振荡器可以包括去耦电容。去耦电容用于增加电源线311和地线331之间的电容值，从而减小电源线311和地线331之间相对于交流信号的阻抗。去耦电容的两端分别连接电源线311和地线331。通过布置去耦电容，可以减小电源线311和地线331之间的交流阻抗，使得电源线311和地线331更接近于交流“地”。

本申请实施例对去耦电容的位置不作限定，去耦电容例如可以设置在第一部分、第二部分或第三部分。去耦电容可以是金属-氧化物-金属(metal-oxide-metal，mom)电容、金属-绝缘体-金属(metal-insulator–metal，mim)电容或多晶硅-绝缘体-多晶硅(polysilicon-1nsulator-polysilicon，pip)电容等。通过mom电容形成去耦电容，可以减小电容占用的面积。去耦电容设置在所述地线和所述电源线之间，即去耦电容设置在第一部分，工艺上容易实现，减小寄生效应，同时能够减小对芯片面积的占用。

临近布置的电源线311和地线331之间会产生较大的电容，从而可以减小对于去耦电容的需求。在电源线和地线周围布置较小的去耦电容，就能够使得电源线311和地线331之间的交流阻抗满足电路设计的需求。

尾电容可以为mom电容、mim电容、或pip电容等。

可选地，尾电感连接部326与地线331平行布置。平行可以是近似平行。平行布置电感连接部326与地线331，降低尾电容的工艺实现难度。尾电感连接部326可以位于第一部分、第二部分或第三部分。尾电感连接部326位于所述第三部分中所述尾电感与所述地线之间的部分，可以降低尾电容的工艺实现难度，减少尾电容占用的面积。

差分振荡器中的主谐振电路还包括交叉耦合的mos器件。交叉耦合连接的第一mos管351与第二mos管352可以作为差分振荡器的负阻。第一mos管351与第二mos管352的工艺参数相同。交叉耦合的mos管可以等效为线性负电阻。交叉耦合的mos管可以为主谐振电路110提供能量，补偿主谐振电路110的损耗，维持振荡。

mos器件是四端器件，包括源极(source)、漏极(drain)、栅极(gate)、衬底(bulk)。第一mos管351和第二mos管352可以均为n沟道mos(n-channelmos，nmos)管，也可以均为p沟道mos(p-channelmos，pmos)管。nmos管的衬底连接至芯片的低电位，即连接至“地”。nmos管的衬底可以与地线331连接。pmos管的衬底连接至高电位，即连接至电源电压。nmos管的衬底可以与电源线311连接。如图3所示，如果第一mos管351和第二mos管352为nmos管，第一mos管351和第二mos管352的源极连接尾谐振电路，衬底接地，即衬底连接地线331，漏极分别连接主谐振电路中的第一电感321和第二电感322，第一mos管351的栅极连接第二mos管352漏极，第二mos管352的栅极连接第一mos管351的漏极。如果第一mos管351和第二mos管352为pmos管，第一mos管351和第二mos管352的衬底连接电源电压，即与电源线311连接，源极与电源线311连接，漏极分别连接主谐振电路中的第一电感321和第二电感322，第一mos管351的栅极连接第二mos管352漏极，第二mos管352的栅极连接第一mos管351的漏极。

mos器件的寄生电容包括：漏极和衬底之间的漏衬电容cdb，栅极和源极之间的栅源电容cgs，栅极和源极之间的栅漏电容cgd，源极和衬底之间的源衬电容csb等。

差分振荡器还可以包括第一电感连接部324，第二电感连接部325，尾电感连接部326。第一电感连接部324可以用于将第一电感321与其他部件连接，例如将第一电感321与第一mos管连接。第二电感连接部325可以用于将第一电感322与其他部件连接，例如将第二电感322与第二mos管连接。

电感部件310可以包括第一电感321、第二电感322、尾电感主体323、第一电感连接部324，第二电感连接部325，尾电感连接部326。电感部件310可以位于相同或不同的金属层。电感部件320中的每一个部件也可以位于相同或不同的金属层。例如尾电感主体323中部分金属可以位于与地线连接部332相同的金属层，另一部分可以位于与地线连接部332不同的金属层。

尾电感还可以包括连接部327，用于连接尾电感主体323和尾电感连接部326。

本申请实施例对于第一电感连接部324，第二电感连接部325，尾电感连接部326的位置不作限定。以第一电感连接部324为例，第一电感连接部324可以位于第二部分。此时，第一电感连接部324可以与电源部件310、第一电感321位于相同或不同的金属层。第一电感连接部324可以部分位于第二部分，部分位于第一部分。此时，第一电感连接部324可以与电源线311位于不同的金属层。

电源部件310可以包括电源线311、电源线连接部312。电源部件310可以位于相同或不同的金属层。

地线部件330可以包括地线331、地线连接部332。地线部件330可以位于相同或不同的金属层。

电源部件310与地线部件330可以布置在相同或不同的金属层。考虑到金属线的线宽小于金属层的厚度，电源线311和地线331位于相同的金属层，第一部分的宽度w相同时，可以减小电源线311和地线331之间的实际距离，增加电源线311和地线331之间的寄生电容。

电源部件310、地线部件330、第一电感321、第二电感322、尾电感主体323位于相同的金属层，可以减小振荡器中的金属层数量，减小互连寄生参数，降低制造成本。电源部件310、地线部件330、电感部件310可以尽可能位于同一金属层。

主谐振电路110中的第一电感321和第二电感332的电感值相等。第一电感321和第二电感332可以对称布置。第一电感321和第二电感332可以分别布置为八边形或六边形等环绕的形状。

第一电感321和第二电感332也可以共同形成一个八边形或六边形等环绕的形状。对于第一电感321和第二电感332，与电源线连接部312的连接的位置可以是电感的一端，与交叉耦合mos器件连接的位置可以是电感的另一端。

主谐振电路110包括第一电容341。第一电容341可以是可调电容。第一电容341可以是可调电容，可以实现vco/dco。本申请实施例对可调电容的结构不作限定，可以采用现有的或将来可能出现的各种电容结构。下文会结合具体的实施例进行详细描述，此处暂不详述。

第一电容341可以包括固定电容。固定电容可以为mom电容、mim电容、或pip电容等。本申请实施例对第一电容341的位置不作限定。第一电容341可以位于芯片的任意位置。

可选地，第一电容中的固定电容可以位于第二部分。固定电容可以是mom电容，构成第一电容的金属线可以与电源线311平行布置。固定电容采用上述布局方式，可以提高芯片面积的利用率。

第一电感、第二电感、尾电感可参考如图2、图3所示的单圈电感，即构成第一电感、第二电感的金属线可以近似环绕一圈，构成尾电感的金属线可以布置为近似环绕一圈。

图4是本申请实施例提出的一种差分振荡器的电路结构和布局的示意图。

第一电感、第二电感、尾电感也可采用双圈电感或多圈，即构成第一电感、第二电感的金属线可以近似环绕两圈或多圈，构成尾电感的金属线可以近似环绕两圈或多圈。

相对于单圈电感，第一电感、第二电感采用双圈电感、多圈，第一电感、第二电感的共模电感较低。根据共模谐振分量fc的表达式，共模电感降低，可以减弱共模谐振分量fc与频率的关系，有利于差分振荡器的设计。

尾电感连接部326与地线331平行布置。平行可以是近似平行。平行布置的电感连接部326与地线331，降低尾电容的工艺实现难度。尾电感连接部326可以位于所述第三部分中所述尾电感与所述地线之间的部分，可以降低尾电容的工艺实现难度，减少尾电容占用的面积。

图5是采用尾电感谐振技术的差分振荡器的电路结构的寄生参数的示意图。

对于图2、图3、图4中的采用尾电感谐振技术的差分振荡器，在实际生产的电路中，由于制造工艺的影响，会产生大量的寄生参数。

在差分振荡器的电路结构中，差分振荡器的电源线电压可以用vdl表示，差分振荡器的地电压可以用vsl表示。差分振荡器的电源线和供电模块之间的电感可以用ldr表示，差分振荡器的地线和芯片的地之间的电感用lsr表示。振荡器的电源线和电感引出端的寄生电感用ldl表示；lc表示差分振荡器的谐振电感的共模分量，可以表示图1中电感lc1和lc2的电感值，即lc1＝lc2＝lc；cc表示差分振荡器谐振电容的共模分量，可以表示图1中电容c的电容值的二分之一；cd表示去耦电容(decouplingcapacitor，decap)，去耦电容是电路的电源和电路的地之间的耦合电容；尾电容ct、尾电感lt是尾部谐振网络的调谐部分。供电模块为差分振荡器的电源线提供电能。供电模块的输出可以作为差分振荡器的电源线的电源电压，即供电模块的输出端可以经互连导线连接至差分振荡器的电源线的电源电压。供电模块的输出端也可以经过dc-dc转换器、低压差线性稳压器(lowdropoutregulator，ldo)等之后连接至差分振荡器的电源线。

作为负阻的交叉耦合的mos管，其寄生参数对差分振荡器的性能产生较大影响。

通过采用图3中的差分振荡器电路的布局，可以从而能够精确的确定电源线与地线之间的寄生参数。mos管的多个寄生参数与电源线与地线连接。精确的确定电源线与地线之间的寄生参数，可以精确地确定差分振荡器中的交叉耦合mos管的寄生参数，从而可以通过合理设计，能够使得尾谐振电路的振荡频率与主谐振电路的振荡频率的2倍差值减小，减小振荡器的相位噪声。

采用尾电感谐振技术的差分振荡器，通过尾部电感和电容谐振在2倍的振荡频率，实现振荡器的功能。尾部电感和电容的振荡频率与2倍的振荡频率越接近，振荡器的相位噪声越小。下面分析寄生参数对振荡器的性能产生的影响。

图6是传统采用尾电感谐振技术的差分振荡器的尾部谐振网络的交流等效电路示意图。csb表示交叉耦合负阻mos器件的源极和衬底之间的寄生电容，cgs表示mos的栅极和源极之间的寄生电容，cgd表示mos的栅极和源极之间的寄生电容，cdb表征mos的漏极和衬底之间的寄生电容。用c0表示寄生电容2cgs与2cgd串联连接后再与2cgs并联的电容值，用c1表示2cdb与2cc并联的电容值，l1表示lc/2与ldl串联的电感值。尾部谐振网络的交流等效电路可以用图6的电路结构表示。

图7是一种采用尾电感谐振技术的差分振荡器的尾部谐振网络的交流等效电路示意图。图5是图3、图4中交流等效电路的简化结构。图6对图5中的结构进一步简化。尾部谐振网络，包括并联的尾部谐振电感ltail，附加电容ct，寄生电容csb，和共模谐振分量fc。共模谐振分量fc可以表示l1与c1并联连接后再与c0串联的阻抗。共模谐振分量fc可以用图6中的参数表示，即共模谐振分量fc可以表示为：

尾电感谐振技术中，尾部电感和电容谐振在2倍的振荡频率时，相位噪声最小。为了精确设计确定尾电感的谐振电感lt和尾电容ct，首先需要确定cdb，cgs，cgd，ldl，lc，csb，cc等寄生参数。这些寄生参数与交流中的“地”相连接，因此，需要与电源和地之间的精确的参数。

本申请实施例提供的差分振荡器，主谐振电路中的电感与尾谐振电路中的尾电感分别位于电源线与地线的两侧，电源线与地线之间的距离减小，可以精确的确定电源线与地线之间的参数较小，即保证cdb，cgs，cgd，ldl，lc，csb，cc等寄生参数与交流“地”连接，精确的确定这些寄生参数。从而，通过合理设计谐振电感lt和尾电容ct，可以减小振荡器的相位噪声。

图8是一种用于差分振荡器主谐振电路的可调电容的电路示意图。

差分振荡器的电路结构可以参考图1至图4。差分振荡器的布局可以参考图2至图4。差分振荡器可以包括主振荡电路、交叉耦合的mos管、尾电路。本申请实施例对尾电路的结构不作具体限定。尾电路可以参考图1中的尾谐振电路，尾电路也可以采用恒流电流源或其他电路结构。

采用的可调电容的差分振荡器，可以对振荡频率的调整，使振荡器适用于更宽的频率范围。但可调电容引入了较大的相位噪声。

用于差分振荡器主谐振电路的可调电容为包括多个电容单元的电容阵列，例如可调电容为包括n个电容单元，n为大于等于1的正整数。电容阵列的每个电容单元包括两个变容(varactor)mos管。两个变容mos管的工艺参数相同。变容mos管可以构成压控电容。可以理解，两个变容mos管的工艺参数相同包括两个变容mos管的工艺参数近似相同。两个变容mos管的衬底连接至相同电位。两个mos管的源极和漏极均并连接至相同的电位，两个mos管的源极和漏极电位受控制电压的控制。两个变容mos管可以对称布置。第一变容mos管和第二变容mos管的栅电容连接至电路，形成主谐振电路中可调电容的一部分。

两个变容mos管的栅极分别连接n点和p点。n点和p点分别为差分振荡器的两个输出端，例如在如图1所示的采用尾电感谐振技术的差分振荡器中，n点和p点可以分别为vo1和vo2。n点和p点分别连接两个变容mos管的栅极。两个mos管的源极和漏极均受开关电压的控制。

在本申请实施例中，控制电压可以用开关(switch，sw)表示。控制电压也可以称为开关电压。可以用sw＝1和sw＝0表示控制电压的两种电压值状态，其中一种电压值状态表示控制电压为高电平，另一种电压值状态表示控制电压为低电平。变容mos管作为压容器件，在开关电压sw＝1，sw＝0两种偏置下容值不同，因此可以用于调整振荡器主谐振电路的谐振频率。

两个mos管可以均为n沟道mos(n-channelmos，nmos)管，也可以均为p沟道mos(p-channelmos，pmos)管。

差分振荡器的每个输出端输出的信号包括直流信号和交流信号。变容mos管的容值与变容mos管的栅压有关。mos管的栅压即mos管栅极的电压。变容mos管的栅极与振荡器的输出端连接，而电源噪声可能对振荡器的输出端的电压产生影响。振荡器的输出端的电压就是变容mos管的栅压，随着振荡器的输出端电压的变化，用于差分振荡器主谐振电路的可调电容的容值变化。因此，电源噪声可能导致变容mos管电容的变化，从而使得差分振荡器的相位噪声较大。

为了解决上述问题，本申请提出来一种差分振荡器，通过对可调电容进行改进，包括主谐振电路，交叉耦合的mos管。主谐振电路包括第一电容。

第一电容包括串联的第一固定电容、第一变容mos管、第二变容mos管、第二固定电容。第一固定电容与第一变容mos管的栅极连接，第二固定电容与第二变容mos管的栅极连接。控制电压为第一变容mos管的源极和漏极以及第二变容mos管的源极和漏极的偏置电压。第一偏置电压vb1为第一变容mos管的栅极提供直流偏置，第二偏置电压vb2为第二变容mos管的栅极提供直流偏置。第一固定电容、第一变容mos管的电容值之和等于第二变容mos管、第二固定电容的电容值之和。第一偏置电压和第二偏置电压为通过电源线提供的电源电压得到的偏置电压。

应理解，第一偏置电压和第二偏置电压为通过电源线提供的电源电压得到的偏置电压，是指第一偏置电压和第二偏置电压与电源线均由芯片中的供电模块提供电能。第一偏置电压和第二偏置电压可以是电源线提供的电源电压经过转化得到的，也可以对供电模块与电源线之间的一点的电压进行转换得到的。供电模块与电源线之间的一点可以是指供电模块与电源线之间的互连线上的一点，或供电模块与电源线之间的元器件上的一点。

第一固定电容与所述第一变容mos管的栅极连接，第二固定电容与所述第二变容mos管的栅极连接。控制电压为第一变容mos管和第二变容mos管的源极和漏极的偏置电压。第一偏置电压为第一变容mos管的栅极提供直流偏置，第二偏置电压为第二变容mos管的栅极提供直流偏置。

固定电容与变容mos管串联分压，可以减小电源噪声引起的对变容mos管栅压的变化。因此，能够减小差分振荡器的相位噪声。

第一电容的结构可以参考图9和图10。

图9是本申请实施例提供的一种用于差分振荡器的电容的示意性结构图。

用于差分振荡器的电容包括：主谐振电路，设置在芯片上；主谐振电路包括第一固定电容、第一变容mos管、第二变容mos管、第二固定电容。

第一固定电容与第一变容mos管的栅极连接，第二固定电容与第二变容mos管的栅极连接。控制电压为第一变容mos管的源极和漏极以及第二变容mos管的源极和漏极的偏置电压。第一偏置电压vb1为第一变容mos管的栅极提供直流偏置，第二偏置电压vb2为第二变容mos管的栅极提供直流偏置。第一固定电容、第一变容mos管的电容值之和等于第二变容mos管、第二固定电容的电容值之和。

第一变容mos管和第二变容mos管的栅电容连接至电路，形成第一电容的部分。控制电压控制第一变容mos管和第二变容mos管的源极和漏极的电压，从而控制第一变容mos管和第二变容mos管的栅电容。

第一变容mos管和第二变容mos管可以均为n沟道mos(n-channelmos，nmos)管，也可以均为p沟道mos(p-channelmos，pmos)管，也可以一个是nmos管另一个是pmos管。

控制电压可以控制所述第一变容mos管和所述第二变容mos管的栅电容。mos管的栅电容是mos管的栅极的电容。mos管的栅电容包括并联的栅源电容cgs、栅漏电容cgs、栅衬电容cgb。控制电压也可以称为开关(switch，sw)或开关电压。sw为0表示sw为低电平，sw为1表示sw为高电平。低电平的电压可以是地线的电压。高电平的电压可以是电源线的电压。

固定电容与变容mos管串联分压，可以减小电源噪声引起的对变容mos管栅压的变化。因此，能够减小振荡器的相位噪声。

第一偏置电压和第二偏置电压可以对供电模块的输出电压进行转换得到。例如，可以采用一个或多个电压转换电路得到。供电模块可以为芯片中的其他电路提供电能。通过电源管理模块可以对供电模块提供的电源电压进行转换。例如，通过直流(directcurrent，dc)-dc转换电路可以对供电模块提供的电源电压进行转换。dc-dc转换电路可以设置在芯片上。电源线与供电模块连接。

第一偏置电压vb1和第二偏置电压vb2可以是通过所述电源线提供的电源电压得到的偏置电压。应理解，第一偏置电压和第二偏置电压为通过电源线提供的电源电压得到的偏置电压，是指第一偏置电压和第二偏置电压与电源线均由芯片中的供电模块提供电能。第一偏置电压和第二偏置电压可以是电源线提供的电源电压经过转化得到的，也可以对供电模块与电源线之间的一点的电压进行转换得到的。供电模块与电源线之间的一点可以是指供电模块与电源线之间的互连线上的一点，或供电模块与电源线之间的元器件上的一点。以上获取第一偏置电压和第二偏置电压的方式均可以理解为第一偏置电压和第二偏置电压是通过电源线提供的电源电压得到的偏置电压。

第一固定电容、第一变容mos管串联的电容值与第二变容mos管、第二固定电容串联的电容值相等。相等可以理解为近似相等。

如果第一固定电容与第二固定电容相等，第一变容mos管与第二变容mos管可以是工艺参数相同或不同的mos管。

为了使得第一固定电容、第一变容mos管串联的电容值与第二变容mos管、第二固定电容串联的电容值相等，如果第一变容mos管与第二变容mos管的工艺参数相同，第一偏置电压可以与第二偏置电压相等；如果第一变容mos管与第二变容mos管不同，第一偏置电压可以与第二偏置电压可以不相等。

用于差分振荡器的电容的两端n、p可以分别连接至差分振荡器的两个输出端。

可选地，偏置电压可以经电阻连接至变容mos管的栅极。即第一偏置电压可以经电阻连接至第一变容mos管的栅极，第二偏置电压可以经电阻连接至第二变容mos管的栅极。

合理设计第一偏置电压和第二偏置电压的电压值，可以减小振荡器的相位噪声。

第一偏置电压可以在第一电压范围内。在第一电压范围内，在至少一种控制电压下的第一变容mos管的栅电容不随所述差分振荡器的输出电压变化。

第二偏置电压可以在第二电压范围内。在第二电压范围内，在至少一种控制电压下的第二变容mos管的栅电容不随所述差分振荡器的输出电压变化。如果第一变容mos管和第二变容mos管的工艺参数相同，第一电压范围与第二电压范围相同。

下文会结合具体的实施例进行详细描述，此处暂不详述。

图10是本申请实施例提供的一种用于差分振荡器的电容的示意性结构图。

用于差分振荡器的电容包括：在差分振荡器的两个差分的输出端之间串联的第一固定电容、电容阵列、第二固定电容。

电容阵列包括多个电容单元。每个电容单元包括两个变容mos管。以一个电容单元的连接情况进行说明。

所述第一固定电容与所述第一变容mos管的栅极连接，所述第二固定电容与所述第二变容mos管的栅极连接。控制电压控制所述第一变容mos管和所述第二变容mos管的源极和漏极的偏置电压。偏置电压vb为所述第一变容mos管和所述第二变容mos管的栅极提供直流偏置。

第一固定电容的容值等于第二固定电容的容值。第一变容mos管与第二变容mos管的工艺参数相同。

合理设计偏置电压vb的电压值，可以减小振荡器的相位噪声。所述偏置电压可以在第一电压范围内。在第一电压范围内，在所述控制电压的至少一种状态下的所述第一变容mos管的栅电容不随所述振荡器的输出电压变化。下文会结合具体的实施例进行详细描述，此处暂不详述。

可选地，偏置电压vb可以经电阻连接至两个mos管的栅极。

两个变容mos管的源极和漏极均受开关电压的控制。

变容mos管工作在耗尽状态或反型状态。耗尽状态与反型状态下，变容mos管的栅极电容不同。变容mos管的栅极电压在sw＝1，sw＝0两种状态下容值不同，因此可以用于调整振荡器主谐振电路的谐振频率。sw＝1和sw＝0是控制电压的两种状态。

两个mos管可以均为n沟道mos(n-channelmos，nmos)管，也可以均为p沟道mos(p-channelmos，pmos)管。

图11是一种变容mos管栅压与栅电容的关系的示意图。v表示mos管的栅压，c表示mos管的栅电容。

变容mos管栅极的偏置电压在a1或a3范围内时，sw为0的情况与sw为1的情况下的变容mos管栅电容相等，无法实现sw对于变容mos管栅电容的控制。因此，为了实现对变容mos管栅电容的数字控制，变容管的偏置电压设置在b1、a2或b2的范围。相等可以是近似相等。

参考图8至图10中的用于差分振荡器主谐振电路的可调电容，可调电容的两端n、p分别连接至电路。可调电容的两端n、p可以分别连接至差分振荡器的两个输出端。电源电压的变化会对可调电容的两端n、p的电压产生影响，也就是说，电源噪声影响变容mos管的栅压。

当sw为0，变容mos管栅极的偏置电压在b1范围内时，变容mos管的栅电容随变容mos管栅压的变化而发生变化。电源噪声会对振荡器输出的输出电压产生影响，进而对变容mos管的栅压产生影响，使得变容mos管的电容发生变化，影响振荡器的振荡频率。因此，当sw为0，采用b1范围内的变容mos管栅极的偏置电压，电源噪声会对振荡器的振荡频率产生影响，也就是振荡器的电源敏感度较高，相位噪声较大。

当sw为1，变容mos管栅极的偏置电压在b2范围内时，变容mos管的栅电容随变容mos管栅压的变化而发生变化。电源噪声会对振荡器输出的输出电压产生影响，进而对变容mos管栅压产生影响，使得变容mos管的电容发生变化，影响振荡器的振荡频率。因此，当sw为1，采用b2范围内的变容mos管栅极的偏置电压，电源噪声会对振荡器的振荡频率产生影响，也就是振荡器的电源敏感度较高，相位噪声较大。

mos管的栅压与控制电压可以是两个不同的输入电压。一般情况下，mos管栅极的偏置电压几乎与控制电压sw无关。因此，当变容mos管栅极偏置在b1或b2范围内，相位噪声较大。

对于同一个mos管，sw为“0”和sw为“1”和的电压值差距越大，b1和b2之间的差值越大，即a2的电压范围越大。

由于工艺的限制，变容mos管的栅电容随栅压可能变化较为缓慢，不存在a2的电压范围。

图12是一种变容mos管栅压与栅电容的关系的示意图。v表示mos管的栅压，c表示变容mos管的栅电容。

对于图9或图10所示的可调电容，变容mos管栅极的偏置电压在a1或a3范围时，sw为0的情况与sw为1的情况下的变容mos管栅电容相等，无法实现sw对于变容mos管栅电容的控制。因此，为了实现对变容mos管栅电容的数字控制，变容管的偏置电压设置在b1、a2或b2的范围。

变容mos管栅极的偏置电压在b1范围时，sw为0的情况，电源噪声会对振荡器输出的输出电压产生影响，进而对变容mos管的栅压产生影响，使得变容mos管的电容随电源噪声发生变化。sw为1的情况，电源噪声不会对振荡器输出的输出电压产生影响，变容mos管的电容不随电源噪声变化。

变容mos管栅极的偏置电压在b2范围时，sw为1的情况，电源噪声会对振荡器输出的输出电压产生影响，进而对变容mos管栅压产生影响，使得变容mos管的电容随电源噪声发生变化。sw为0的情况，电源噪声不会对振荡器输出的输出电压产生影响，变容mos管的电容不随电源噪声变化。

变容mos管栅极的偏置电压在c1范围时，sw为0的情况和sw为1的情况，电源噪声均会对振荡器输出的输出电压产生影响，进而对变容mos管栅压产生影响，使得变容mos管的电容随电源噪声发生变化。

一般情况下，mos管栅极的偏置电压几乎与sw无关。因此，当变容mos管栅极偏置在c1范围内，不论sw为0或sw为1，差分振荡器的相位噪声较大。

变容mos管的栅电容随栅压剧烈变化的电压偏置区域对振荡器而言是高电源敏感区(highkpushregion)，即电源敏感度高的区域。高电源敏感区的电压范围可以由sw的电压值以及变容mos管的物理参数确定。对于图12所示的情况，c1范围为高电源敏感度区(highkpushregion)。

结合图11和图12变容mos管栅压与栅电容的关系，对于采用图10所示的可调电容的差分振荡器，合理设计变容mos管的栅极偏置电压，可以减小电源噪声对振荡器振荡频率的影响，降低振荡器的相位噪声。

可以使偏置电压在第一电压范围内。在第一电压范围内，在控制电压的至少一种状态下的所述第一变容mos管的栅电容不随所述振荡器的输出电压变化；所述控制电压用于控制所述第一变容mos管的栅电容。控制电压可以指sw。控制电压的状态可以包括sw为0或sw为1的状态。根据控制电压的电压取值，控制电压的状态还可以包括其他状态。本申请实施例对此不作限定。

图13是本申请一个实施例提供的一种差分振荡器。该振荡器采用尾电感谐振技术。

该振荡器包括电源线311和地线331，主谐振电路110，尾谐振电路120，稳压器1303。

电源线311设置在芯片上。地线331设置在所述芯片上，并且与电源线311平行。电源线311和地线331将差分振荡器所在的芯片区域划分为位于电源线311和地线331之间的第一部分、分别位于所述电源线311和地线331两侧的第二部分和第三部分。

芯片的供电模块提供的电压可以经过稳压器1303后连接至电源线。为整个振荡电路供电，提供稳定的电压偏置。稳压器1303可以是低压差线性稳压器(lowdropoutregulator，ldo)等。ldo可以输出超低噪声的电压。供电模块提供的电压可以经过稳压器1303后，噪声较小。

主谐振电路设置在所述芯片上。主谐振电路可以包括第一电容341，第一电容341可以是可调电容。主谐振电路可以包括电感值相等的第一电感321和第二电感322。可调电容中的第一可调电容1301与第二可调电容1302并联连接。第一电感321和第二电感321设置在所述第二部分。例如，第一电感321和第二电感322设置在电源线311远离地线331的一侧。

主谐振电路中的第一电感321和第二电感322可以对称布置。对称包括近似对称。第一电感321和第二电感322可以分别布置为八边形或六边形等环绕的形状。第一电感321和第二电感322也可以共同形成一个八边形或六边形等环绕的形状，环绕的形状的下方边沿可以不连通。

主谐振电路中的第一可调电容1301可以参考图14所示的电容结构。

主谐振电路中的第二可调电容1302可以参考图10所示的电容结构。

尾谐振电路包括尾电感和尾电容342。

尾谐振电路设置在芯片上。尾电感包括尾电感主体323和尾电感连接部326，尾电感主体323设置在第三部分，例如尾电感主体323设置在地线331远离电源线311的一侧。尾电感连接部326用于连接连接尾电感主体323和尾电容。尾电感主体323可以设置为八边形或六边形等环绕的形状。

主谐振电路包括负阻111，负阻可以是交叉耦合mos管。第一mos管351和第二mos管352的工艺参数相同，且交叉耦合连接。交叉耦合mos管可以作为负阻。交叉耦合的mos管可以等效为线性负电阻。交叉耦合的mos管可以为主谐振电路提供能量，补偿主谐振电路的损耗，维持振荡。交叉耦合mos器件111可以设置在芯片上。

可选地，可以在芯片上形成电容，作为主谐振电路中的电容和/或尾谐振电路中的电容，例如，可以在采用上述布局方式的芯片上形成mom电容或mim电容。

地线和电源线之间的距离可以小于或等于第一预设值。

由于电源线311和地线331之间的距离较小，在电源线311和地线331之间布置较小的去耦电容，就能够使得电源线和地线交流阻抗满足电路设计的需求。因此，电源线和地线临近布置可以减小振荡器对于去耦电容的需求。去耦电容可以设置在第一部分。

由于电源线和地线之间的距离较小，电源线311和地线331之间的寄生电容较大。对于交流信号而言，就可以使得电源线和地线之间具有较小的阻抗，获得mos管精确的寄生参数。通过精确的交叉耦合mos器件的寄生参数，可以合理设计主谐振电路和尾谐振电路，使尾谐振电路谐振在2倍的振荡频率，减小相位噪声。

尾电感连接部326与地线331平行布置，尾电感连接部用于尾电感主体323与振荡器中其他部件的连接，例如尾电感连接部可以用于尾电感主体323与尾电容342、交叉耦合mos管的连接。尾电感连接部326位于尾电感主体323与地线331之间。

图14是一种差分振荡器的可调电容的电路示意图。

在数控振荡器中，可以通过数字控制改变电容c的大小。对于数字控制的方式，通常用“0”表示低电平，用“1”表示高电平。低电平可以是电路中的“地”，即零电位，高电平可以是电源电压。

可调电容包括两个固定电容和一个作为压控电容的mos管。mos管受sw的控制。mos管可以是开关mos管，实现压控电容。mos管的源极和漏极之间的电容cds与两个固定电容串联连接。mos管栅极由sw控制。sw经两级反相器连接至mos管栅极，可以提高sw的驱动能力。同时，由sw控制mos管的源极和漏极的电压。sw经一级反相器连接至mos管的源极和漏极。n点和p点分别连接至主谐振电路的第一电感321和第二电感322，也就是说，n点和p点分别连接至差分振荡电路的两个输出端。n点和p点分别连接一个固定电容。这两个固定电容的可以是mom电容，也可以是其他类型的电容。两个固定电容分别连接mos管的源极和漏极。

mos管受sw的控制。mos管可以是开关mos管。mos管导通时，mos管源极与漏极的阻抗很小，mom电容串联接入电路，容值较大。mos管关断时，mos管源极与漏极的阻抗很大，mom和电容和mos的寄生电容cds接入电路，由于cds容值较小，因此n点与p点之间的电容较小。

通过开关控制可调电容的大小，从而改变频率，完成数字控制频率的功能。

图15是本申请实施例提供的差分振荡器的测试结果的示意图。对图13中提供的差分振荡器进行测试，测试结果如图15所示。该振荡器的频率可以覆盖2.33ghz～3.07ghz。该振荡器的频率为3ghz时，800khz频偏(offsetfrequency)时的相位噪声的测试值为-130dbc/hz。达到了业界最优秀的振荡器的相位噪声结果。

本申请实施例提供一种芯片，包括前文中的差分振荡器。

本申请实施例中，“至少一个”是指一个或者多个，“多个”是指两个或两个以上。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，a和/或b，可以表示单独存在a、同时存在a和b、单独存在b的情况。其中a，b可以是单数或者复数。字符“/”一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。“以下至少一项”及其类似表达，是指的这些项中的任意组合，包括单项或复数项的任意组合。例如，a，b和c中的至少一项可以表示：a,b,c,a-b,a-c,b-c,或a-b-c，其中a,b,c可以是单个，也可以是多个。所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为描述的方便和简洁，上述描述的系统、装置和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。

以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。