辅助转换器电路及其操作方法与流程

文档序号:20922314 发布日期:2020-05-29 14:18
辅助转换器电路及其操作方法与流程

本发明涉及用于调节到主开关转换器电路的输入电流的辅助转换器电路,以及用于调节到主开关转换器电路的输入电流的方法。



背景技术:

图1a示出了配置在电源和负载之间的典型的ac/dc开关升压转换器电路100。如图1a所示,该电路包括由二极管桥(具有二极管d1至d4)形成的整流电路,配置在二极管桥与负载之间的升压转换器电路102,跨接在升压转换器的输入的输入电容器cin,跨接在升压转换器电路102的输出的输出电容器co。在该示例中,升压转换器电路102由电感器l,开关设备sw1和齐纳二极管d5形成。二极管桥被配置为对ac输入电压和ac输入电流进行整流,以将整流后的输入电流提供给升压转换器电路102。

图1b示出了图1a的电路中的电源ac电压vac,电源ac电流iac,整流后的转换器输入电压vin和整流后的输入电流iin的波形。如图1b所示,当存在电容器cin时,整流后的输入电流iin没有与整流后的转换器输入电压vin线性地变化(例如,大体同相以使得两者同时增加或同时减小)。结果,功率因数降低,并且产生了谐波电流(这会增加总谐波失真并产生大量的电磁干扰)。

在理想情况下,整流后的输入电流iin应该与整流后的转换器输入电压vin线性地变化,以实现为1的功率因数,零总谐波失真和零电磁干扰产生。

在这方面,一种改进图1a中的电路的方案是移除开关升压转换器电路的输入处的电容器cin,并将连续模式开关控制应用于开关升压转换器电路。通过这样做,可以控制输入电流iin,使其具有接近理想的电流包络和具有由开关升压转换器电路的操作产生的高频电流分量(接近理想的电流包络和高频电流分量是叠加的)。

图2示出了在这种修改的电路(移除了电容器cin并施加了连续模式开关控制)中的电源ac电压vac,整流后的转换器输入电压vin和整流后的输入电流iin的波形。可以看出,功率因数得到了改善,并且总谐波失真和电磁干扰得到了降低。

尽管通过这种修改实现了改进,但是对于某些应用,特别是对于具有高输出功率的开关转换器来说,总谐波失真和电磁干扰可能仍然较高。因此,仍然需要进一步抑制开关转换器中的电磁干扰的产生和总谐波失真。



技术实现要素:

根据本发明的第一方面,提供了一种用于调节到主开关转换器电路的输入电流的辅助转换器电路,包括:电压感测器,用于确定辅助转换器电路两端的电压变化;电流传感器,用于感测到主开关转换器电路的输入电流;以及电流补偿电路。电流补偿电路包括:比较器电路,其被配置为将感测到的输入电流与参考电流进行比较;以及受控电流电路,其被配置为基于所确定的电压变化和该比较来选择性地向输入电流提供正补偿电流和负补偿电流,以抑制输入电流中的谐波失真和电磁干扰。术语“正补偿电流”和“负补偿电流”是指沿相反方向流动的电流。“正”和“负”取决于电路中采用的限定或参考。

在第一方面的一个优选实施例中,输入电流是从电源到主开关转换器电路和辅助转换器电路的电流;以及电流传感器被配置为感测到主开关转换器电路和辅助转换器电路的该输入电流。

在第一方面的一个实施例中,受控电流电路被配置为在确定电压变化正在增加并且感测到的输入电流小于参考电流时提供正补偿电流,以减小感测到的输入电流与参考电流之间的差。

在第一方面的一个实施例中,受控电流电路被配置为在确定电压变化正在减小并且感测到的输入电流小于参考电流时提供正补偿电流,以减小感测到的输入电流与参考电流之间的差。

在第一方面的一个实施例中,受控电流电路被配置为在确定电压变化正在增加并且感测到的输入电流大于参考电流时提供负补偿电流,以减小感测到的输入电流与参考电流之间的差。

在第一方面的一个实施例中,受控电流电路被配置为在确定电压变化正在减小并且感测到的输入电流大于参考电流时提供负补偿电流,以减小感测的输入电流与参考电流之间的差。

在第一方面的一个实施例中,当感测的输入电流等于参考电流时,受控电流电路被配置为不提供补偿电流。

优选地,电流补偿电路还包括能量存储单元。该能量存储单元被配置为在受控电流电路提供负补偿电流时存储能量,以及在受控电流电路提供正补偿电流时提供或传输能量。能量存储单元包括仅一个电容器或配置在电容器网络中的多个电容器。

优选地,受控电流电路还包括:具有一个或多个电源开关设备的受控电流源;以及一个或多个开关单元,其可操作地与受控电流源连接,以控制一个或多个电源开关设备。基于所确定的电压变化来分别控制一个或多个开关单元,以控制由受控电流源提供的电流。开关单元可以是多路复用器。电源开关设备可以是半导体开关,例如晶体管(例如,mosfet,bjt,igbt,晶闸管)。

在第一方面的一个实施例中,受控电流源与正电源电压可操作地连接,并且一个或多个开关单元选择性地将受控电流源与正电源电压连接和断开,以选择性地提供正补偿电流和负补偿电流。

在第一方面的一个实施例中,受控电流源与负电源电压或地可操作地连接,并且一个或多个开关单元选择性地将受控电流源与负电源电压或地连接和断开,以选择性地提供正补偿电流和负补偿电流。

在第一方面的一个实施例中,受控电流源分别可操作地与正电源电压和负电源电压或地连接。一个或多个开关单元选择性地将受控电流源与正电源电压和负电源电压或地连接或断开,以选择性地提供正补偿电流和负补偿电流。

在第一方面的一个实施例中,电流传感器包括电阻器,电流互感器或霍尔传感器。

根据本发明的第二方面,提供了一种被配置在电源和负载之间的电路。该电路包括:主开关转换器电路;以及上述第一方面的辅助转换器电路,其被配置在主开关转换器电路的输入处,以用于调节到主开关转换器电路的输入电流。

在第二方面的一个优选实施例中,输入电流是从电源到主开关转换器电路和辅助转换器电路的电流。

在第二方面的一个实施例中,该电路还包括整流电路,其被配置为向主开关转换器电路提供整流后的电流。整流电路可以包括二极管桥。

优选地,主开关转换器电路包括升压转换器,降压转换器,降压-升压转换器或反激转换器。

根据本发明的第三方面,提供了一种用于调节到主开关转换器电路的输入电流的方法。该方法包括:使用电压感测器确定辅助转换器电路两端的电压变化;以及使用电流传感器感测到主开关转换器电路的输入电流。该方法还包括:使用比较器电路,将感测到的输入电流与参考电流进行比较;以及基于所确定的电压变化和比较,使用受控电流电路选择性地向输入电流提供正补偿电流和负补偿电流,以抑制输入电流中的谐波失真和电磁干扰。

在第三方面的一个优选实施例中,输入电流是从电源到主开关转换器电路和辅助转换器电路的电流;以及电流传感器被配置为感测到主开关转换器电路和辅助转换器电路的该输入电流。

在第三方面的一个实施例中,该方法还包括:(i)在确定电压变化正在增加并且感测到的输入电流小于参考电流时,或者(ii)在确定电压变化正在减小并且感测到的输入电流小于参考电流时,使用受控电流电路提供正补偿电流,从而减小感测到的输入电流与参考电流之间的差。

在第三方面的一个实施例中,该方法还包括:(i)在确定电压变化正在减小并且感测到的输入电流大于参考电流时,或者(ii)在确定电压变化正在增加并且感测到的输入电流大于参考电流时,使用受控电流电路提供负补偿电流,从而减小感测到的输入电流与参考电流之间的差。

在第三方面的一个实施例中,该方法是使用第一方面的辅助转换器电路执行的,该辅助转换器电路可以进一步被配置在第二方面的电路中。

附图说明

现在将参考附图通过示例的方式描述本发明的实施例,其中:

图1a是现有的ac/dc开关升压转换器电路的电路图;

图1b是示出图1a的电路中的关键电压和电流参数的波形的图;

图2是示出基于图1a的电路而修改的电路(移除了开关转换器的输入处的电容器并且施加了连续模式开关控制)的关键电压和电流参数的波形的曲线图;

图3a是示出图2的曲线图中的输入电流波形的放大图的曲线图;

图3b是示出基于图3a的曲线图确定的补偿电流icomp波形的曲线图;

图4a是在本发明一个实施例中结合了辅助转换器电路的电路的方框图;

图4b是包含图4a的辅助转换器电路的电路的方框图,示出了本发明一个实施例中图4a的辅助转换器电路的基本结构;

图5a是示出当理想输入电流iideal正在增加并且升压转换器电流iconv正在改变时,由辅助转换器电路提供的用于在图4的电路中的开关周期的补偿电流icomp的曲线图;

图5b是示出当理想输入电流iideal正在减小并且升压转换器电流iconv正在改变时,由辅助转换器电路提供的用于在图4的电路中的开关周期的补偿电流icomp的曲线图;

图6a是示出当输入电压vin正在增加并且由辅助功率转换器提供的补偿电流icomp为正补偿电流时,在图4中的辅助转换器电路的操作的简化电路图;

图6b是示出当输入电压vin正在增加并且由辅助功率转换器提供的补偿电流icomp为负补偿电流时,在图4中的辅助转换器电路的操作的简化电路图;

图6c是示出当输入电压vin正在减小并且由辅助功率转换器提供的补偿电流icomp为正补偿电流时,在图4中的辅助转换器电路的操作的简化电路图;

图6d是示出当输入电压vin正在减小并且由辅助功率转换器提供的补偿电流icomp为负补偿电流时,在图4中的辅助转换器电路的操作的简化电路图;

图7a是在本发明一个实施例中图6a和图6d的辅助转换器电路的实现的电路图;

图7b是在本发明一个实施例中用于图6b的辅助转换器电路的实现的电路图;

图7c是在本发明一个实施例中用于图6c的辅助转换器电路的实现的电路图;

图8是在本发明一个实施例中基于图7a至图7c中的电路的组合形成的辅助转换器电路的电路图;

图9是本发明另一实施例的辅助转换器电路的电路图;以及

图10是包括图4a的辅助转换器电路的电路的框图,示出了本发明另一实施例中的图4a的辅助转换器电路的基本结构。

具体实施方式

参照图3a,示出了从图2的方框x取的整流后的输入电流iin的放大部分。整流后的输入电流iin包括升压转换器输入电流iconv以及理想(目标)输入电流iidea。

图3b示出了补偿电流icomp的波形,其定义为(或等于)理想(目标)输入电流iideal与升压转换器输入电流iconv之差。

图4a示出了在本发明一个实施例中包括辅助转换器电路401的电路。理想(目标)输入电流iideal在理论上和理想情况下应与整流后的转换器输入电压vin线性地变化(例如,大体同相以使得两者同时增加或同时减少)。

图4a中的电路400一般包括由二极管桥(具有二极管d6至d9)形成的整流电路,配置在整流电路与负载之间的开关变换器电路402,以及辅助转换器电路401,其被配置为调节从电源到开关转换器电路402和辅助转换器电路401的输入电流。辅助转换器电路401跨接在开关转换器电路402的输入的两端。

当开关转换器电路402(例如升压转换器电路)被控制为在连续模式下操作时,转换器输入电流iconv的电流波形可以与图3a所示的波形相同。为了实现从电源到开关转换器电路402和辅助转换器电路401的理想(目标)输入电流iideal,可以将由辅助转换器电路401提供的辅助功率转换器补偿电流icomp推导为(参见节点420,基尔霍夫电流法):

icomp=iideal-iconv(1)

因此,通过将这种辅助转换器电路401结合到开关转换器电路402中,有可能获得随整流后的转换器输入电压vin线性变化的理想(目标)输入电流iideal,以改善功率因数并抑制甚至消除总谐波失真和电磁干扰。

从图4a可以确定,当转换器输入电流iconv小于理想(目标)输入电流iideal时,所需的补偿电流icomp为正;当转换器输入电流iconv高于理想(目标)输入电流iideal时,所需的补偿电流icomp为负。

图4b示出了在本发明一个实施例中基于图4a的辅助转换器电路401的辅助转换器电路401’的基本结构。图4b中的电路401’包括能量存储单元430,其被配置为在所需的补偿电流icomp为正时存储能量,并且在所需的补偿电流icomp为负时传输或供应能量。电路401还包括:电流传感器434,其感测到开关转换器电路402和辅助转换器电路401’的输入电流iin;以及电压感测器(未示出),其用于确定辅助转换器电路401’两端的电压vin的变化。电路401的控制电路432被配置为将感测到的输入电流iin与参考电流(例如,理想(目标)输入电流iideal)进行比较,并且基于该比较来选择性地提供正补偿电流和负补偿电流,以用于抑制转换器输入电流iconv中的谐波失真和电磁干扰。

图5a示出了当理想输入电流icomp正在增加并且转换器输入电流iconv正在改变(增加或减少)时,在图4a的电路400中由辅助转换器电路401提供的用于开关周期的补偿电流icomp。图5b示出了当理想输入电流icomp正在减小并且转换器输入电流iconv正在变化(增加或减小)时,在图4a的电路400中由辅助转换器电路401提供的用于开关周期的补偿电流icomp。应注意,理想输入电流iideal随输入电压vin的变化而变化,因此理想输入电流iideal的增加是由于输入电压vin的增加而导致的,而理想输入电流iideal的减少是由于输入电压vin的减小而导致的。从图5a和图5b的补偿电流icomp波形可以看出,可以将补偿电流icomp归类为四种不同的控制条件,即:

(1)输入电压vin正在增加和补偿电流icomp为正

(2)输入电压vin正在增加和补偿电流icomp为负

(3)输入电压vin正在减小和补偿电流icomp为正

(4)输入电压vin正在减小和补偿电流icomp为负

图6a至图6d示出了在以上段落中描述的四种不同条件(1)至(4)下图4a中的辅助转换器电路401的操作。图6a至图6d中的每个电路600a-600d都包括能量存储单元601a-601d,其用于循环能量,即,当补偿电流icomp为正时存储能量,并且当补偿电流icomp为负时传输或提供能量。能量存储单元601a-601d可以由电容器或电容器网络形成。

在图6a中,辅助转换器电路600a在输入电压vin正在增加(因此,期望的理想输入电流iideal正在增加)并且需要正补偿电流icomp(参考图6a中的限定)时操作。辅助转换器电路600a包括串联配置的能量存储单元601a,受控电流源602a和开关603a,开关603a跨接在开关转换器电路402的输入端。在该实施例中,能量存储单元601a被配置为存储能量。在输入电压vin正在增加并且需要正补偿电流icomp时,开关603a闭合。当输入电压vin正在增加时,受控电流源602a提供期望的正补偿电流icomp的大小。

在图6b中,辅助转换器电路600b在输入电压vin正在增加(因此,期望的理想输入电流iideal正在增加)并且需要负补偿电流icomp(参考图6b中的限定)时操作。辅助转换器电路600b包括串联配置的能量存储单元601b,受控电流源602b和开关603b。受控电流源602b的尾端连接到正电源电压vcc。在该实施例中,能量存储单元601b被配置为传输或供应能量。在输入电压vin正在增加并且需要负补偿电流icomp时,开关603b闭合。当输入电压vin正在增加时,受控电流源602b提供期望的负补偿电流icomp的大小。在该实施例中,随着输入电压vin增加,能量存储单元601b处的电压低于输入电压vin,因此能量存储单元601b本身不能提供负补偿电流icomp。取而代之的是,负补偿电流由连接到受控电流源602b尾端的正电源电压vcc提供(通过加入正电源电压vcc)。

在图6c中,辅助转换器电路600c在输入电压vin正在减小(因此,期望的理想输入电流iideal正在减小)并且需要正补偿电流icomp(参考图6c中的限定)时操作。辅助转换器电路600c包括串联配置的能量存储单元601c,受控电流源602c和开关603c。受控电流源602c的尾端连接到负电源电压-vcc。在该实施例中,能量存储单元601c被配置为存储能量。当输入电压vin正在减小并且需要正补偿电流icomp时,开关603c闭合。当输入电压vin正在增加时,受控电流源602c提供期望的正补偿电流icomp的大小。在该实施例中,随着输入电压vin的减小,能量存储单元601c处的电压高于输入电压vin,因此能量存储单元601c不能独自提供正补偿电流icomp。取而代之的是,正补偿电流由连接到受控电流源602c尾端的负电源电压-vcc提供(通过加入正电源电压-vcc)。

在图6d中,辅助转换器电路600d在输入电压vin正在减小(因此,期望的理想输入电流iideal正在减小)并且需要负补偿电流icomp(参考图6d中的限定)时操作。辅助转换器电路600d包括串联配置的能量存储单元601d,受控电流源602d和的开关603d,开关603d跨接在开关转换器电路402的输入端。在该实施例中,能量存储单元601d被配置为提供或传输能量。当输入电压vin正在减小并且需要负补偿电流icomp时,开关603d闭合。当输入电压vin正在减小时,受控电流源602d提供期望的负补偿电流icomp的大小。

图7a示出了在本发明一个实施例中实现图6a的辅助转换器电路600a和图6d的电路600d的电路700a。电路700a包括能量存储单元701a(例如,由电容器或电容器网络形成)和跨开关转换器电路(未示出)的输入端串联连接的两个n型mosfet702a、703a(每个都具有体二极管)。电路700a还包括用于感测到开关转换器电路(未示出)和电路700a的输入电流的电流传感器708a。电流传感器708a可以包括电阻器,电流互感器或霍尔传感器。多路复用器704a连接至mosfet702a的栅极端子,以选择性地控制mosfet702a的操作。多路复用器705a连接至mosfet703a的栅极端子,以选择性地控制mosfet703a的操作。比较器706a连接在电流传感器708a和多路复用器704a之间。比较器707a连接在电流传感器708a和多路复用器705a之间。每个比较器706a,707a被配置为将来自电源的感测得输入电流iin与参考电流iref(例如,理想输入电流iideal)进行比较,以向对应的多路复用器704a,705a提供输出。取决于输入电压vin正在增加或正在减小,多路复用器704a被选择性地控制为与负电源电压-vcc和比较器706a的输出连接。取决于输入电压vin正在增大还是正在减小,多路复用器705a被选择性地控制为与负电源电压-vcc和比较器707a的输出连接。

在基于图6a的操作来操作电路700a的情况下,当输入电压vin正在增加时,多路复用器704a通过将其控制端子连接到负电源电压-vcc来关断n型mosfet702a。在这种情况下,补偿电流icomp为正,并且其流过n型mosfet702a的体二极管。n型mosfet702a的源极端子可以被认为与能量存储单元701a断开。当输入电压vin正在增加时,多路复用器705a将比较器707a的输出(即,从参考(或理想)输入电流iref与从电流传感器708a获得的感测到的输入电流isense之差得出的误差信号)与n型mosfet703a的控制端子相连。结果,通过使用从比较得出的误差信号控制n型mosfet703a,实现了正补偿电流控制。

在基于图6d的操作来操作电路700a的情况下,当输入电压vin正在减小时,多路复用器705a通过将其控制端子连接至负电源电压-vcc来关断n型mosfet703a。在这种情况下,补偿电流icomp为负,并且其流过n型mosfet703a的体二极管。因此,n型mosfet703a的源极可以被认为与输入电压vin的返回节点断开。当输入电压vin正在减小时,多路复用器704a将比较器706a的输出(即,从参考(或理想)输入电流iref与从电流传感器708a获得的感测到的输入电流isense之差得出的误差信号)与n型mosfet702a的控制端子相连。结果,通过使用从比较得出的误差信号控制n型mosfet702a,实现了负补偿电流控制。

图7b示出了在本发明一个实施例中实现图6b的辅助转换器电路600b的电路700b。电路700b包括能量存储单元701b(例如,由电容器或电容器网络形成)和两个n型mosfet702b,703b(每个都具有体二极管),多路复用器704b和比较器705b。电路700b还包括用于感测到开关转换器电路(未示出)和电路700b的输入电流的电流传感器706b。电流传感器706b可以包括电阻器,电流互感器或霍尔传感器。多路复用器704b在一侧连接到mosfet702b,703b的两个栅极端子,在另一侧选择性地连接到负电源电压-vcc和比较器705b的输出(取决于输入电压vin正在增加或正在减少)。比较器705b连接在电流传感器706b与多路复用器704b之间,以用于将感测到的输入电流iin与参考电流iref(例如,理想输入电流iideal)进行比较,以向多路复用器704b提供输出。

在基于图6b的操作来操作电路700b的情况下,当输入电压vin正在减小时,多路复用器704b通过将n型mosfet702b,703b的栅极端子连接到负电源电压-vcc来关断两个mosfet702b,703b。这有效地断开了从n型mosfet703b的漏极端子到正电源电压+vcc的路径(当输入电压vin正在增大时,该正电源电压使负补偿电流成为可能)。因此,能量存储单元701b的下端子(不直接连接到输入电压vin的正侧的端子)成为有效的断路。当输入电压vin正在增加且参考输入电流iref小于感测到的输入电流isense时(这意味着所期望的补偿电流icomp为负),多路复用器704b将n型mosfet702b,703b的栅极端子连接至比较器705b的输出,从而可以通过控制n型mosfet702b,703b的栅极电压来获得负补偿电流。在该实施例中,使用由比较器705b基于由电流传感器706b感测的感测到的输入电流isense与参考输入电流iref的差而导出的误差信号来实现电流控制。

图7c示出了在本发明一个实施例中实现图6c的辅助转换器电路600c的电路700c。电路700c包括能量存储单元701c(例如,由电容器或电容器网络形成)以及两个n型mosfet702c,703c(每个都具有体二极管),多路复用器704c和比较器705c。电路700c还包括用于感测到开关转换器电路(未示出)和电路700c的输入电流的电流传感器706c。电流传感器706c可以包括电阻器,电流互感器或霍尔传感器。多路复用器704c的一侧连接到mosfet702c,703c的两个栅极端子,而另一侧则选择性地连接到负电源电压-vcc和比较器705c的输出(取决于输入电压vin正在增加或正在减少)。连接在电流传感器706c和多路复用器704c之间的比较器705c用于将感测到的输入电流iin与参考电流iref(例如,理想输入电流iideal)进行比较,以向多路复用器704b提供输出。

在基于图6c的操作来操作电路700c的情况下,当输入电压vin正在增加时,多路复用器704c通过将n型mosfet702c,703c的栅极端子连接到负电源电压-vcc来关断两个n型mosfet702c,703c。这有效地断开了从n型mosfet702c的源极端子到负电源电压-vcc的路径。因此,存储块701c的下端子(不直接连接到输入电压vin的正侧的端子)成为有效的断路。当输入电压vin正在减小并且参考电流iref小于感测到的输入电流isense时(这意味着期望的补偿电流icomp为正),多路复用器704c将n型mosfet702c,703c的栅极端连接到比较器705c的输出端,从而可以通过控制n型mosfet702c,703c的栅极电压来获得正补偿电流。由于n型mosfet703c的源极端子连接到负电源电压-vcc而不是输入电压vin的返回,所以当输入电压vin正在减小时,正补偿电流成为可能。在该实施例中,使用由比较器705c基于由电流传感器706c感测的感测到的输入电流isense与参考输入电流iref的差而导出的误差信号来实现电流控制。

图8显示了基于图7a至图7c的电路700a-700c修改的辅助功率转换器电路800,以执行图7a至图7c的电路700a-700c的功能(移除了冗余的电路部件,修改了输入电流检测电路并添加了电压增加/减小检测器)。在该实施例中,斜率检测器(例如电压检测器)被配置为确定输入电压vin是否正在增加或正在减小,以控制电路800的操作。

图9示出了基于图8的电路800修改的辅助功率转换器900。在图9的电路中,消除了负电源电压-vcc(未使用)。电路900特别适合用于开关转换器电路或其中不容易获得附加的负电源电压的应用中。

电路900包括串联配置的能量存储单元901(例如,由电容器或电容器网络形成),具有体二极管的n型mosfet902,具有体二极管的n型mosfet903以及变压器908,变压器908跨接在开关转换器电路(未显示)的输入端。变压器908包括次级线圈部分和初级线圈部分。每个初级线圈部分与各自的p型mosfet904、905(每个都具有体二极管)并联连接,其中正电源电压+vcc连接到两个次级线圈部分之间的节点。电路900还具有电流传感器911,其用于感测到开关转换器电路(未示出)和电路900的输入电流。比较器909被配置在电流传感器911与n型mosfet902的栅极端子之间。另一个比较器910被配置在电流传感器911与n型mosfet903的栅极端子之间。每个比较器909,910被配置为将感测到的输入电流isense与参考电流iref(优选地是理想输入电流iideal)进行比较。斜率检测器912被配置为确定输入电压vin的变化,特别是输入电压vin是否正在增加或正在减小,以控制电路900的其他部分的操作。逻辑网络913在其输入处连接到比较器909与n型mosfet902的栅极端子之间的节点。逻辑网络913包括串联的两个反相器,一个与非门以及另一个反相器。两个反相器连接至与非门的一个输入,并且将指示正在增加的输入电压vin的斜率检测器912的输出节点连接至与非门的另一输入。逻辑网络913的输出通过n型mosfet906以及另一个逻辑网络915(由串联的或非门和反相器构成)连接到n型mosfet906和p型mosfet904、905的栅极端子。逻辑网络914在其输入处连接到比较器910与n型mosfet903的栅极端子之间的节点。逻辑网络914包括串联的两个反相器,一个与非门和另一个反相器。两个反相器连接到与非门的一个输入,并且将指示正在减小的输入电压vin的斜率检测器912的输出节点连接到与非门的另一输入。逻辑网络914的输出通过n型mosfet907并且还通过逻辑网络915连接到n型mosfet907和p型mosfet904、905的栅极端子。逻辑网络915将逻辑网络913、914的输出作为输入,并向p型mosfet904、905的栅极端子输出信号。

在基于图6a的操作来操作电路900的情况下,其中输入电压vin正在增加,比较器909使用参考(理想)电流iref和从电流传感器911感测到的输入电流isense作为输入。由于期望的理想电流iref大于感测到的输入电流isense,因此比较器909的输出为零,这使n型mosfet902关断。在这种情况下,只有正补偿电流icomp可以流过n型mosfet902的体二极管。比较器909的输出还通过逻辑网络913向其栅极端子提供零,从而关断n型mosfet906。由于输入电压vin正在增加,在用于输入电压vin_inc的节点和用于输入电压vin_dec的节点处的斜率检测器912的输出分别为1和0。输入电压vin_dec的节点然后通过经由逻辑网络914向n型mosfet907的栅极端子提供零,从而关断n型mosfet907。由于逻辑网络915的两个输入信号均为零(n型mosfet906和907的栅极端子为零),逻辑网络915的输出为零,因此p型mosfet904和905均被导通,从而有效地使变压器908的两个变压器线圈在这些p型mosfet904和905的漏极和漏极端子之间短路。这种短路被耦合到变压器908的第三变压器线圈,并且因此有效地将n型mosfet903的源极端子连接到输入电压vin的返回侧。比较器910使用参考(理想)电流iref和从电流传感器911感测到的输入电流isense作为输入。由于参考(理想)电流iref大于感测到的输入电流isense,因此比较器910的输出为正,并且连接到n型mosfet903的栅极端子,从而将正补偿电流icomp的大小控制为期望的值。

在基于图6d的操作来操作电路900的情况下,其中输入电压vin正在减小,比较器910使用参考(理想)电流iref和从电流传感器911感测到的输入电流isense作为输入。由于参考(理想)电流iref小于感测到的输入电流isense,因此比较器909的输出为零,从而关断n型mosfet903。在这种情况下,只有负补偿电流icomp可以流过n-型mosfet903的体二极管。比较器910的输出还通过经由逻辑网络914向其栅极端子提供零来关断n型mosfet907。由于输入电压vin正在减小,因此在用于输入电压vin_inc的节点和用于输入电压vin_dec的节点处的斜率检测器912的输出分别为0和1。然后,输入电压vin_inc的节点通过经由逻辑网络913向n型mosfet906的栅极端子提供零,从而关断n型mosfet906。由于逻辑网络915的两个输入信号均为零(n型mosfet906和907为零),逻辑网络915的输出为零,及因此p型mosfet904、905都导通。这有效地使变压器908的两个变压器线圈跨过这些p型mosfet904和905的漏极和源极端子短路。这种短路耦合到变压器908的第三变压器线圈,因此有效地将n型mosfet903的源极端子连接到输入电压vin的返回侧。比较器909使用参考(理想)电流iref和来自电流传感器911的感测到的输入电流isense作为输入。由于参考(理想)电流iref小于感测到的输入电流isense,因此比较器909的输出为正,并且连接到n型mosfet902的栅极端子,从而将负补偿电流icomp的大小控制为期望的值。

在基于图6b的操作来操作电路900的情况下,其中输入电压vin正在增加,比较器910使用参考(理想)电流iref和从电流传感器911感测到的输入电流isense作为输入。由于参考(理想)电流iref小于感测到的输入电流isense,因此比较器910的输出为零,从而关断n型mosfet903。在这种情况下,只有负补偿电流icomp可以流过n型mosfet903的体二极管。比较器910的输出还通过经由逻辑网络914向其栅极端子提供零来关断n型mosfet907。由于输入电压vin正在增加,因此斜率检测器912的输出在输入电压vin_inc和输入电压vin_dec的节点分别为1和0。比较器909使用参考(理想)电流iref和来自电流传感器911的感测到的输入电流isense作为输入。由于参考(理想)电流iref小于感测到的输入电流isense,因此比较器909的输出为正,并且连接到n型mosfet902的栅极端子,从而将负补偿电流icomp的大小控制为期望的值。为了获得期望的负补偿电流icomp,连接在n型mosfet903的源极端子和输入电压vin的返回端之间的变压器线圈两端需要一个适当的正电压。由于比较器909的输出和输入电压vin_inc的节点均为正,因此逻辑网络913的输出为1,并且连接到n型mosfet906的栅极。n型mosfet906导通,从而使n型mosfet906和p型mosfet905的漏极端子均达到输入电压vin返回线的电位。逻辑网络913的输出通过逻辑网络915关断p型mosfet904和905。因此,正vcc将出现在p型mosfet905的源极和漏极端子之间,并且还将出现在跨这两个电路节点连接的变压器908的变压器线圈。这继而耦合到跨n型mosfet903的源极端子和输入电压vin返回端的另一个变压器线圈,以提供实现负补偿电流icomp所需的电压。

在基于图6c的操作来操作电路900的情况下,其中输入电压vin正在减小,比较器909使用参考(理想)电流iref和从电流传感器911感测到的输入电流isense作为输入。由于期望的理想电流iref大于感测到的输入电流isense,因此比较器909的输出为零,从而关断n型mosfet902。在这种情况下,仅正补偿电流icomp可以流过n型mosfet902的体二极管。比较器909的输出还通过逻辑网络913向其栅极端子提供零,从而关断n型mosfet906。当电压vin减小时,在用于输入电压vin_inc的节点和用于输入电压vin_dec的节点处的斜率检测器912的输出分别为0和1。比较器910使用参考(理想)电流iref和从电流传感器911感测到的输入电流isense作为输入。由于参考(理想)电流iref大于感测到的输入电流isense,因此比较器910的输出为正,并且连接到n型mosfet903的栅极端子,从而将正补偿电流icomp的大小控制为期望的值。为了具有期望的正补偿电流icomp,在连接在n型mosfet903的源极端子和输入电压vin的返回端之间的变压器线圈两端需要一个合适的负电压。由于比较器910的输出和输入电压vin_dec均为正,因此逻辑网络914的输出为1,并且连接到n型mosfet907的栅极。n型mosfet907导通,因此使n型mosfet907和p型mosfet904的漏极端子均达到输入电压vin返回线的电位。逻辑网络913的输出还通过逻辑网络915关断p型mosfet904和905。因此,正vcc将出现在p型mosfet904的源极和漏极端子之间以及出现在这两个电路节点之间连接的变压器908的变压器线圈之间。这继而耦合到跨n型mosfet903的源极端子和输入电压vin返回端的另一个变压器线圈,以提供实现正补偿电流icomp所需的电压。

图10示出了基于图4a中的辅助转换器电路401的辅助转换器电路401”的替代实施例。该实施例中的电路401”与图4b中的电路401’之间的主要区别在于,在该电路401”实施例中,主开关转换器电路402的返回节点连接到辅助转换器电路401”的能量存储单元430”和控制电路432”之间的电路节点。

本领域技术人员将认识到,在不脱离如广泛描述的本发明的精神或范围的情况下,可以对特定实施例中所示的本发明进行多种变化和/或修改。此外,表述“正补偿电流”和“负补偿电流”指沿相反方向流动的电流。“正”和“负”取决于电路中采用的限定或参考。因此,本发明的所描述的实施例在所有方面都应被认为是说明性的而非限制性的。

尽管以上所有说明和描述均参考以连续模式(cm)和ac输入操作的升压转换器或升压转换器电路,但本发明的某些实施例适用于不同类型的开关转换器,例如降压转换器,降压-升压转换器,反激转换器等,并切换到不同的开关控制模式,例如临界连续模式(ccm),不连续模式(dcm)等。此外,输入电源可以是直流电,而不是交流电。尽管上述电路实施例使用mosfet作为用于控制电流的电源开关设备,但是在其他实施例中,诸如bjt,igbt,晶闸管等的其他类型的晶体管也可以或替代地用作电源开关设备。

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