电动机控制装置以及制动控制装置的利记博彩app

文档序号:20922345 发布日期:2020-05-29 14:18
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本发明涉及电动机控制装置、以及由其驱动的制动控制装置。



背景技术:

在汽车等使用的制动控制装置中,使用了作为小型/高效的三相同步电动机的永磁铁同步电动机。在永磁铁同步电动机中,一般通过霍尔ic等磁检测元件检测具备磁铁的转子的旋转位置,根据其检测结果,顺序地励磁定子侧的电枢线圈而使转子旋转。另外,通过使用作为精密的旋转位置检测器的解析器(resolver)、编码器、gmr传感器(gmr:巨磁阻效应(giantmagnetoresistivityeffect))等,能够实现正弦波电流的驱动,谋求降低转矩脉动等振动、噪声。

如果旋转位置检测器故障,则三相同步电动机马上变得无法旋转。这在对旋转位置检测器使用霍尔ic以外的解析器、编码器、gmr传感器的情况下也同样。这样,旋转位置检测器的故障特别成为在作为重要安全部件的制动控制装置中制动助力停止而车辆的制动力降低并异常驾驶的原因。

对此,已知专利文献1记载的现有技术。

在专利文献1记载的技术中,在旋转位置检测器故障时,作为旋转位置检测器的替代,而使用根据通过转子磁通感应的感应电压和电流来推定位置的旋转位置推定单元。由此,在旋转位置检测器故障时,也能够稳定地驱动三相同步电动机。但是,在三相同步电动机的旋转速度低时,感应电压被噪声掩盖,因此该旋转位置推定单元难以低速地推定转子的位置。特别是在通过三相同步电动机提升驾驶员的脚踏力的制动控制装置中,为了紧固卡钳(キャリパ)而使用的三相同步电动机在旋转速度为零速、或零速附近的低速下被使用,因此通过专利文献1的技术无法推定转子的位置。

在此,可以考虑不管基于感应电压的旋转位置推定单元如何,而冗余地设置多个旋转位置检测器即可。但是,在制动控制装置中,由于安装空间、成本的限制,难以增加硬件系统的旋转位置检测器的个数。

因此,作为以与旋转位置检测器故障之前同等的精度检测零速和低速下的转子位置的旋转位置推定单元,已知专利文献2~4记载的现有技术。

在专利文献2记载的技术中,向永磁铁同步电动机通电高频电流,根据这时产生的电流高次谐波和永磁铁同步电动机的数学公式模型,检测转子位置。在该技术中,通过使用由于永磁铁同步电动机的转子的凸极性而产生的电流高次谐波,能够检测位置。

在专利文献3记载的技术中,以选择永磁铁同步电动机的三相定子绕组中的二相而通电的120度通电方式为基础,根据非通电相产生的电动势(不是伴随着速度的电动势,而是因电感的不平衡造成的电动势),检测转子的位置。在该技术中,利用根据位置而产生的电动势,因此即使是完全停止的状态,也能够取得位置信息。

在专利文献4和专利文献5记载的技术中,检测三相定子绕组的连接点的电位即“中性点电位”,取得位置信息。这时,与逆变器(inverter)的pwm(脉冲宽度调制)波同步地检测出中性点电位,由此与专利文献3的技术同样,能够检测出因电感的不平衡造成的电动势,其结果是能够得到转子的位置信息。进而,在专利文献4和专利文献5的技术中,能够将驱动波形设为理想的正弦波电流。

在专利文献2~5的技术中,作为无旋转位置传感器控制的课题之一即电动机的转速为低速时的位置检测单元,专利文献4和专利文献5的技术是有用的。

现有技术文献

专利文献

专利文献1:日本特开2010-022196号公报

专利文献2:日本特开平7-245981号公报

专利文献3:日本特开2009-189176号公报

专利文献4:日本特开2010-74898号公报

专利文献5:国际公开第2012/157039号



技术实现要素:

发明要解决的问题

专利文献1记载的技术在旋转位置检测器故障时,使用根据由于电动机的旋转而感应的感应电压推定位置的软件系统的旋转位置推定单元,来代替硬件系统的旋转位置检测器,由此能够实现电动控制型制动装置、电动动力转向所要求的持续驱动,但难以在电动控制型制动装置、电动动力转向中频繁使用的三相同步电动机的动作区域中进行位置推定。

另外,在专利文献2~4的技术中,能够以与故障前同等的精度检测零速和低速下的旋转位置精度,但存在以下这样的问题。

在专利文献2的技术中,永磁铁同步电动机的转子构造必须为凸极性。对于没有凸极性、少的构造,位置检测灵敏度会降低,难以进行位置推定。

另外,为了高灵敏度地进行检测,必须增加施加的高频分量、或降低频率。其结果是造成旋转脉动、振动/噪声的增大、永磁铁同步电动机的高次谐波损失的增大。

在专利文献3的技术中,观测三相绕组的非通电相所产生的电动势,因此能够进行永磁铁同步电动机从停止状态开始的驱动,但驱动电流波形成为120度通电(矩形波)。本来永磁铁同步电动机在通过正弦波状的电流驱动的情况下,在抑制旋转不均、抑制高次谐波损失方面是有利的,但在专利文献3的技术中难以进行正弦波驱动。

在专利文献4和专利文献5的技术中,检测三相定子绕组的连接点的电位即“中性点电位”,得到位置信息。通过与从逆变器向电动机施加的脉冲电压同步地检测该中性点电位,能够得到依存于转子位置的电位变化。另外,作为向电动机的施加电压,通过基于普通的正弦波调制得到的pwm(脉冲宽度调制),也能够得到位置信息。但是,在专利文献4和专利文献5的技术中,存在以下详细说明的问题。

图1表示专利文献4和专利文献5的技术的pwm波形和中性点电位波形。对三相电压指令vu*、vv*、vw*和三角波载波进行比较,使得产生pwm脉冲波形pvu、pvv、pvw。三相电压指令vu*、vv*、vw*为正弦波状的波形,但在低速驱动时,能够看作为比三角波载波充分低的频率,因此如果捕捉某瞬间,则实质上如图1那样能够看作为直流。

作为pwm脉冲波的pvu、pvv、pvw分别在不同的定时重复进行开/关。图中的电压向量附加了v(0,0,1)那样的名称,而这些脚标(0,0,1)分别表示u、v、w相的开关状态。即,v(0,0,1)表示u相pvu=0、v相pvv=0、w相pvw=1。在此,v(0,0,0)以及v(1,1,1)是向电动机的施加电压为零的零向量。

如这些波形所示那样,普通的pwm波在第一零向量v(0,0,0)和第二零向量v(1,1,1)之间,产生2种电压向量v(0,0,1)和v(1,0,1)。即,以电压向量推移的模式“v(0,0,0)→v(0,0,1)→v(1,0,1)→v(1,1,1)→v(1,0,1)→v(0,0,1)→v(0,0,0)”为一个周期,重复该模式。在三相电压指令vu*、vv*、vw*的大小关系不变的期间,使用相同的在零向量之间使用的电压向量。

在施加零向量以外的电压时,中性点电位产生与转子位置对应的电动势。利用它,在专利文献4的技术中推定转子位置。

但是,在将利用了零速、极低速下的中性点电位的无旋转位置传感器控制适用于驱动制动控制装置的电动机控制装置的情况下,存在实用上的问题。作为一个例子,说明从电动机经由旋转直线运动机构直接紧固卡钳而得到制动力的制动控制装置(电动盘式制动器)。

图2表示制动控制装置的概要结构和动作模式。

制动控制装置(电动盘式制动器)被安装在单侧的车轮,根据基于驾驶员的踩踏力的制动力指令,驱动永磁铁同步电动机(m)。然后,如果经由旋转直线运动机构61将旋转方向的转矩转换为向水平方向的推力,由此将卡钳7r的刹车片62按压到刹车盘63,则生成按压力而产生制动力。

如图2所示,在时间(a),作为驾驶员的踩踏力而提供制动力指令。这时,产生电动机的转矩指令,电动机旋转。如果电动机以某固定量旋转,则在时间(b),刹车片62到达刹车盘63。

在从时间(b)到时间(c)的区间(1),为了输出固定的制动力,通过刹车片62以固定的按压力紧固刹车盘63。这时,转矩的指令不是0,与此相对电动机的转速为0。以下,将该从时间(b)到时间(c)的区间(1)称为“清零(clearance)区域”。

从时间(c)到时间(d),刹车片62从刹车盘63分离。

这样,制动控制装置的将制动力保持为固定的时间区域、即转速为零或低速但产生转矩的时间区域比较长。

图3表示使负载转矩变化时的中性点电位相对于基准电位的变动量。此外,在图3中将电气角按照每60度分为区间(a)~区间(g)。

在低负载时,区间(b)、(c)、(d)的中性点电位的变化相对于电气角大,与此相对,区间(a)、(e)、(f)、(g)的中性点电位的变化相对于电气角小。另外,在高负载时,区间(b)、(f)的中性点电位的变化相对于电气角大,与此相对,区间(a)、(c)、(d)、(e)、(g)的中性点电位的变化相对于电气角小。

如图3所示,根据负载的条件,中性点电位的变化的情况不同,越是高负载,则中性点电位的变化量不为能够高精度地推定转子位置那样的值的区间越大。因此,基于中性点电位的位置推定精度降低。

如上述那样,驱动制动控制装置的电动机控制装置大多以在转速为零或低速下产生转矩的方式被驱动。在这样的电动机控制装置中,电动机的磁极位置的推定精度降低会造成车辆的制动力的不稳定、制动距离的延长。

因此,本发明提供一种电动机控制装置、以及由其驱动的制动控制装置,其即使负载大,也能够根据中性点电位,高精度地推定转子位置。

解决问题的方案

为了解决上述问题,本发明的电动机控制装置具备:三相同步电动机,其具备三相绕组;逆变器,其与三相绕组连接;控制部,其根据三相同步电动机的转子位置,控制逆变器;旋转位置推定单元,其根据三相绕组的中性点电位,推定转子位置,其中,旋转位置推定单元根据转子位置的已推定值和向三相绕组的电压施加状态,选择性地使用中性点电位的多个检测值中的一个或多个,推定转子位置。

为了解决上述问题,本发明的制动控制装置具备制动器、驱动制动器的电动机控制装置,电动机控制装置具备:三相同步电动机,其具备三相绕组;逆变器,其与三相绕组连接;控制部,其根据三相同步电动机的转子位置,控制逆变器;旋转位置推定单元,其根据三相绕组的中性点电位,推定转子位置,其中,旋转位置推定单元根据转子位置的已推定值和向三相绕组的电压施加状态,选择性地使用中性点电位的多个检测值中的一个或多个,推定转子位置。

为了解决上述问题,本发明的电动机控制装置具备:三相同步电动机,其具备三相绕组;逆变器,其与三相绕组连接;控制部,其根据三相同步电动机的转子位置,控制逆变器,其中,控制部具备:旋转位置推定单元,其根据通过冗余地设置的多个旋转位置检测器感测的转子位置来控制逆变器,进而根据三相绕组的中性点电位,推定转子位置;判定单元,其根据旋转位置推定单元推定的转子位置,判定多个旋转位置检测器的异常,其中,旋转位置推定单元根据转子位置的已推定值和向三相绕组的电压施加状态,选择性地使用中性点电位的多个检测值中的一个或多个,推定转子位置。

发明效果

根据本发明,不管负载如何都能够高精度地推定转子位置。由此,电动机控制装置和使用它的制动控制装置的可靠性提高。

根据以下的实施方式的说明能够了解上述以外的问题、结构、以及效果。

附图说明

图1表示现有技术的pwm波形和中性点电位波形。

图2表示制动控制装置的概要结构和动作模式。

图3表示使负载转矩变化时的中性点电位相对于基准电位的变动量。

图4是表示实施方式1的电动机控制装置的结构的框图。

图5是表示控制部的结构的框图。

图6是表示逆变器输出电压的开关模式的向量图、以及表示转子位置与电压向量的关系的向量图。

图7表示对各电压向量观测的中性点电位的名称的定义。

图8表示施加了电压向量的状态下的永磁铁同步电动机与虚拟中性点电路的关系。

图9表示使通电相位变化时的电流相位与中性点电位的关系。

图10是表示旋转位置推定单元的结构的框图。

图11表示在无负载时检测的中性点电位与转子位置的关系的一个例子。

图12表示产生电动机转矩时的中性点电位与转子位置的关系的一个例子。

图13是表示实施方式2的电动机控制装置的控制部的结构的框图。

图14是表示实施方式3的具备制动控制装置的车辆的结构的概要图。

图15是表示第一制动机构的结构的概要图。

图16是表示第二制动机构的结构的概要图。

图17是表示实施方式5的电动机控制装置的结构的框图。

图18是表示检测位置判定单元执行的判定处理的流程图。

具体实施方式

以下,使用附图说明本发明的实施方式。此外,在各图中,附图标记相同的部分表示相同的结构要件或具有类似的功能的构成要件。

(实施方式1)

图4是表示本发明的实施方式1的电动机控制装置的结构的框图。

电动机控制装置3对作为三相同步电动机的永磁铁同步电动机4进行驱动控制。

该电动机控制装置3具备直流电源5、包含逆变器主电路311、单分流(oneshunt)电流检测器312的逆变器31、以及作为驱动对象的永磁铁同步电动机4。

在本实施方式1中,作为构成逆变器主电路311的半导体开关元件,适用mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)。另外,逆变器31是电压型,一般半导体开关元件逆并联续流二极管。在本实施方式1中,利用mosfet的内置二极管作为续流二极管,因此在图4中省略续流二极管的图示。此外,也可以适用igbt(绝缘栅双极晶体管)等代替mosfet。另外,也可以外置续流二极管。

此外,在本实施方式中,用一个逆变器驱动一个三相绕组,但并不限于此,也可以在同一定子上具备多系统的绕组,通过多个逆变器驱动这些绕组。

逆变器31除了具备逆变器主电路311、单分流电流检测器312以外,还具备输出前置驱动器313。

逆变器主电路311是由6个半导体开关元件sup1~swn1构成的三相全桥电路。

单分流电流检测器312检测向逆变器主电路311的供给电流io(直流母线电流)。

输出前置驱动器313是对逆变器主电路311的半导体开关元件sup1~swn1进行直接驱动的驱动电路。

此外,根据通过单分流电流检测器312检测的直流母线电流io,通过所谓的单分流方式,测量流过三相绕组的三相电流。对于单分流方式,是公知技术,因此省略详细说明。

直流电源5向逆变器31供给直流电。

控制部6根据转子位置θd,制作提供给输出前置驱动器313的门指令信号(ゲート指令信号),其中,通过旋转位置推定单元2根据由中性点电位检测单元1基于在三相绕组中感测的中性点电位vn检测的中性点电位检测值vn1-d、vn2-d来推定运算转子位置θd。

图5是表示控制部6的结构的框图。此外,在控制部6中,适用所谓的向量控制。

如图5所示,控制部6由q轴电流指令产生单元(iq*产生单元)601、d轴电流指令产生单元(id*产生单元)602、减法单元603a、减法单元603b、d轴电流控制单元(idacr)604a、q轴电流控制单元(iqacr)604b、dq逆变换单元605、pwm产生单元606、电流重现单元607、dq变换单元608、采样/保持单元609、速度计算单元610、脉冲偏移(パルスシフト)单元611构成。根据本结构,控制部6进行动作使得永磁铁同步电动机4产生与q轴电流指令iq*相当的转矩。

iq*产生单元601产生与电动机的转矩相当的q轴电流指令iq*。iq*产生单元601通常一边观测实际速度ω1,一边产生q轴电流指令iq*使得永磁铁同步电动机4的转速成为预定值。作为iq*产生单元601的输出的q轴电流指令iq*被输出到减法单元603b。

id*产生单元602产生与永磁铁同步电动机4的励磁电流相当的d轴电流指令id*。作为id*产生单元602的输出的d轴电流指令id*被输出到减法单元603a。

减法单元603a求出作为id*产生单元602的输出的d轴电流指令id*与对dq变换单元608输出的d轴电流id即流过三相绕组的三相电流(iuc,ivc,iwc)进行dq变换得到的d轴电流id之间的偏差。

减法单元603b求出作为iq*产生单元601的输出的q轴电流指令iq*与对dq变换单元608输出的q轴电流iq即流过三相绕组的三相电流(iuc,ivc,iwc)进行dq变换得到的q轴电流iq之间的偏差。

idacr604a计算dq坐标轴上的d轴电压指令vd*,使得通过减法单元603a计算的d轴电流偏差为零。另外,iqacr604b计算dq坐标轴上的q轴电压指令vq*,使得通过减法单元603b计算的q轴电流偏差为零。作为idacr604a的输出的d轴电压指令vd*和作为iqacr604b的输出的q轴电压指令vq*被输出到dq逆变换单元605。

dq逆变换单元605将dq坐标(磁通轴-磁通轴垂直轴)系的电压指令vd*、vq*变换为三相交流坐标上的电压指令vu*、vv*、vw*。dq逆变换单元605根据电压指令vd*、vq*以及旋转位置推定单元2(图2)输出的转子位置θd,计算三相交流坐标系的电压指令vu*、vv*、vw*。dq逆变换单元605将计算出的vu*、vv*、vw*输出到pwm产生单元606。

pwm产生单元606输出用于控制逆变器主电路311的电力变换动作的pwm(脉冲宽度调制:pulsewidthmodulation)信号。pwm产生单元606根据三相交流电压指令vu*、vv*、vw*,对这些三相交流电压指令和载波信号(例如三角波)进行比较,由此产生pwm信号(参照图1中的pvu、pvv、pvw)。从pwm产生单元606输出的pwm信号经由脉冲偏移单元611输入到输出前置驱动器313(图4)和采样/保持单元(s/h电路)609。

电流重现单元607根据从逆变器主电路311向单分流电流检测器312输出的直流母线电流io,重现流过三相绕组的三相电流(iuc,ivc,iwc)。重现的三相电流(iuc,ivc,iwc)从电流重现单元607输出到dq变换单元608。

dq变换单元608将三相电流(iuc,ivc,iwc)变换为作为旋转坐标轴的dq坐标上的id、iq。变换后的id和iq分别被减法单元603a和603b用于与电流指令的偏差的运算中。

速度计算单元610根据作为转子位置的推定值的转子位置θd,计算永磁铁同步电动机的旋转速度ω1。该计算出的旋转速度ω1被输出到iq*产生单元601,用于与磁通轴(d轴)垂直的轴(q轴)的电流控制。

此外,在本实施方式1中,中性点电位检测单元1、旋转位置推定单元2、控制部6即电动机控制装置3的控制系统由一个微计算机构成。通过布线等将三相绕组的中性点与控制用的微计算机电连接。

进而,也可以由集成电路器件分别构成逆变器主电路311、输出前置驱动器313。另外,也可以由集成电路器件构成逆变器31。由此,能够使电动机控制装置大幅小型化。另外,电动机控制装置向各种电动装置的安装变得容易,或使各种电动装置小型化。

接着,说明该电动机控制装置的基本动作。

在本实施方式1中,作为使同步电动机的转矩线性化的控制单元适用一般公知的向量控制。

向量控制技术的原理是以下的方法,即在以电动机的转子位置为基准的旋转坐标轴(dq坐标轴)上,独立地控制对转矩起作用的电流iq、对磁通起作用的电流id。图5中的d轴电流控制单元604a、q轴电流控制单元604b、dq逆变换单元605、dq变换单元608等是用于实现该向量控制技术的主要部分。

在图5的控制部6中,通过iq*产生单元601计算与转矩电流相当的电流指令iq*,进行电流控制使得电流指令iq*与永磁铁同步电动机4的实际的转矩电流iq一致。

如果是非凸极型的永磁铁同步电动机,则电流指令id*通常被赋予“零”。另一方面,在凸极构造的永磁铁同步电动机、弱磁场控制中,也有时赋予负的指令作为电流指令id*。

此外,对于永磁铁同步电动机的三相电流,通过ct(电流互感器)等电流传感器直接检测,或如本实施方式1那样,检测直流母线电流,根据直流母线电流,在控制器内部进行重现计算。在本实施方式1中,根据直流母线电流io,对三相电流进行重现计算。例如,在图5所示的控制部6中,在与通过脉冲偏移单元611进行了相位偏移的pwm信号对应的定时使s/h单元609动作,采样并保持直流母线电流io的电流值,由此取得包含与三相电流相关的信息的直流母线电流的电流值ioh。然后,根据所取得的电流值,通过电流重现单元607对三相电流(iuc、ivc、iwc)重现计算。此外,对于重现计算的具体办法,是公知技术,因此省略详细说明。

以下,说明本实施方式1的根据中性点电位推定转子位置的单元。

首先,说明因转子位置造成的中性点电位的变化。

根据逆变器主电路311的上侧半导体开关元件(sup1、svp1、swp1)或下侧半导体开关元件(sun1、svn1、swn1)的开/关状态,设定逆变器31的各相的输出电位。对于这些半导体开关元件,在各相中,如果上侧和下侧的一方是接通状态,则另一方是关断状态。即,在各相中,上侧和下侧半导体开关元件互补地开/关。因此,逆变器31的输出电压具有全部8种的开关模式。

图6是表示逆变器输出电压的开关模式的向量图(左图)、以及表示转子位置(相位)θd与电压向量的关系的向量图(右图)。

如v(1,0,0)那样对各向量附加名称。在该向量标记中,用“1”表示上侧半导体开关元件为接通的状态,用“0”表示下侧半导体开关元件为接通的状态。另外,括号内的数字的排列按照“u相、v相、w相”的顺序表示开关状态。可以用包括2个零向量(v(0,0,0)、v(1,1,1))的8个电压向量,表现逆变器输出电压。通过组合这些8个电压向量,而向永磁铁同步电动机4供给正弦波状的电流。

如图6(右图)所示那样,将永磁铁同步电动机4的转子位置的基准设为u相方向,定义转子位置(相位)θd。旋转坐标的dq坐标轴以磁铁磁通φm的方向为d轴方向,逆时针旋转。此外,q轴方向是与d轴方向垂直的方向。

在此,在θd=0度附近的情况下,对于感应电压向量em,其方向是q轴方向,因此位于电压向量v(1,0,1)和v(0,0,1)的附近。在该情况下,主要使用电压向量v(1,0,1)和v(0,0,1)驱动永磁铁同步电动机4。此外,也使用电压向量v(0,0,0)和v(1,1,1),但它们是零向量。

图7表示零以外的6种电压向量和对各电压向量观测的中性点电位的名称在本实施方式1中的定义。将上述图1所示的能够通过电压向量v(1,0,1)检测出的中性点电位标记为vnb。另外,将该图1所示的能够通过电压向量v(0,0,1)检测出的中性点电位标记为vnc。

图8表示施加了电压向量的状态下的永磁铁同步电动机4与由3个电阻构成的虚拟中性点电路的关系。在此,lu、lv、以及lw分别是u相绕组的电感、v相绕组的电感、以及w相绕组的电感。此外,施加的电压向量是上述的电压向量v(1,0,1)(左图)和v(0,0,1)(右图)。

能够如下这样计算图8所示的中性点电位vn0。

在施加电压向量v(1,0,1)时,根据公式(1)计算。

vn0=[lv/(lu//lw+lv)-(2/3)]×vdc……(1)

在施加电压向量v(0,0,1)时,根据公式(2)计算。

vn0=[(lu//lv)/(lu//lv+lw)-(1/3)]×vdc……(2)

在此,“//”的标记是2个电感的并联电路的总电感值,例如用公式(3)表示“lu//lw”。

lu//lw=(lu×lw)/(lu+lw)……(3)

如果三相的绕组电感lu、lv、lw的大小全部相等,则根据公式(1)、(2),中性点电位vn0是零。但是,实际上受到转子的永磁铁磁通分布的影响,电感的大小产生不小的差异。即,电感lu、lv、以及lw的大小根据转子的位置而变化,lu、lv、以及lw的大小产生差异。因此,中性点电位vn0的大小根据转子位置而变化。

在上述图1中,表示使用了三角波载波的脉冲宽度调制的情况、这时的电压向量、以及中性点电位的变化的情况。在此,三角波载波是指成为用于将三相电压指令vu*、vv*、vw*的大小变换为脉冲宽度的基准的信号,通过对该三角波载波和三相电压指令vu*、vv*、vw*的大小关系进行比较,制作pwm脉冲。如图1所示,在各电压指令vu*、vv*、vw*与三角波载波的大小关系变化的时刻,pwm脉冲的上升沿/下降沿变化。另外,在同时刻,检测出不是零的中性点电位vn0。

如图1所示,在pwm脉冲的上升沿/下降沿的时刻以外,中性点电位vn0几乎没有变动。这表示与转子位置对应地产生的三相的绕组电感lu、lv、lw的大小的差异小。与此相对,在pwm脉冲的上升沿/下降沿的时刻、即施加了零向量以外的电压向量(在图1中,为v(1,0,1)和v(0,0,1))时,电动机电流的变化率大,因此即使电感的大小的差异小,也检测出比较大的中性点电位vn0的变动。因此,如果与pwm脉冲信号pvu、pvv、pvw同步地观测中性点电位,则能够高灵敏度地检测中性点电位的变动。

接着,说明根据检测出的中性点电位推定转子位置的方法。

中性点电位vn0根据转子位置而周期地变化(例如参照上述专利文献4),因此预先实测或模拟转子位置与中性点电位vn0的关系,求出表示转子位置与中性点电位vn0的关系的图表数据(mapdata)、表数据、或函数。使用这样的图表数据、表数据、或函数,根据检测出的中性点电位推定转子位置。

另外,将对2种电压向量(在图1中为v(1,0,1)和v(0,0,1))检测的中性点电位看作为三相交流量(的2相的量),利用坐标变换(三相二相变换)计算相位量,将该相位量作为转子位置的推定值。此外,本方法是公知技术(例如参照上述专利文献5),因此省略详细说明。

旋转位置推定单元2(图4)通过上述那样的推定单元,根据中性点电位检测单元1输出的中性点电位检测值vn1-d、vn2-d,推定转子位置θd。根据希望的位置检测精度、控制用的微计算机的性能,适当地选择这些推定单元。

利用中性点电位与电动机的磁极位置对应地变化的情况,能够在电动机的转速为零速或低速时检测磁极位置。但是,如上述(图3)那样,在为高负载时,相对于磁极位置,中性点电位的变化小,因此存在位置推定精度低的问题。进而,还存在与位置推定精度相关的以下这样的问题。

图9表示通电某一定电流并使通电相位(相对于q轴的角度)变化时的电流相位与中性点电位的关系。如图9所示,中性点电位的变化的情况(周期性变化的振幅和相位)也根据电流相位有很大不同。

因此,说明本实施方式1的中性点电位检测单元1和旋转位置推定单元2。

中性点电位检测单元1从中性点电位vn0的波形(参照图1),在载波的一个周期中以充分的灵敏度检测2次vn0的值。在图1中,中性点电位vn1-d、vn2-d是检测值。在此,图1所示的中性点电位vn0表示在三相绕组的中性点感测并输入到中性点电位检测单元1的中性点电位vn(参照图4)与通过3个电阻生成的虚拟中性点电位或通过直流电源5的输出电压的分压生成的基准电位vnc的差值。

此外,在载波的一个周期中,能够以充分的灵敏度检测4次中性点电位,能够将这时得到的4个检测值用于转子位置推定,但在本实施方式1中,将在载波的一个周期的前半检测的vn1-d、vn2-d用于转子位置推定。

图10是表示本实施方式1的旋转位置推定单元2的结构的框图。

如图10所示,旋转位置推定单元2具备根据vn1-d推定转子位置θd-1的vn1旋转位置推定单元22、根据vn2-d推定转子位置θd-2的vn2旋转位置推定单元23、根据vn1-d和vn2-d推定转子位置θd-12的vn12旋转位置推定单元24、根据推定出的转子位置θd-1、θd-2、θd-12选择所输出的转子位置θd的旋转位置选择单元21。

vn1旋转位置推定单元22和vn2旋转位置推定单元23只使用vn1-d和vn2-d中的任意一方、即分别只使用vn1-d、只使用vn2-d。另外,vn12旋转位置推定单元24使用vn1-d和vn2-d两者。

此外,作为vn1旋转位置推定单元22、vn2旋转位置推定单元23、以及vn12旋转位置推定单元24的根据中性点电位的检测值计算转子位置的具体方法,如上述那样,有使用表示中性点电位与磁极位置的关系的图表的方法、根据2次检测的中性点电位进行坐标变换而推定计算磁极位置的方法(参照专利文献5)等。

旋转位置选择单元21从vn1旋转位置推定单元22的输出即旋转位置θd-1、vn2旋转位置推定单元23的输出即旋转位置θd-2、vn12旋转位置推定单元24的输出即旋转位置θd-12中,根据旋转位置推定单元2在上次的时刻输出的转子位置的推定值θd-old、d轴电压指令vd*、q轴电压指令vq*、d轴电流指令id*、q轴电流指令iq*的任意一个或多个,选择在当前时刻输出的转子位置推定值。

使用图11、图12说明选择单元的具体例子。

图11表示在无负载时检测的中性点电位与转子位置的关系的一个例子。此外,表示按照施加的电压向量区分的中性点电位(vna~vnf:参照图7)。

如图11所示,在区间(a)中,在vnb、vnc、vne、vnf的情况下,中性点电位的变化相对于电气角大,在vna、vnd的情况下,中性点电位的变化相对于电气角小。在此,如果假设转子位于区间(a)中,则在检测中性点电位时的施加电压向量是vnc和vnd的情况下,如果使用vnc和vnd的中性点电位检测值这两者计算转子位置,则中性点电位的变化相对于电气角少的vnd的检测值产生影响,位置推定误差增大。因此,如果只使用vnc的情况下的中性点电位检测值推定转子位置,则能够抑制位置推定误差。

在区间(a)中,除了vnd以外,vna的情况下中性点电位的变化相对于电气角也小。

因此,在与施加的2个电压向量对应的2个中性点电位检测值的一个是vna或vnd的情况下,如果只使用另一个的检测值推定转子位置,则能够抑制位置推定误差。

另外,在区间(a)中,在与施加的2个电压向量对应的2个中性点电位检测值是vnb、vnc、vne、vnf中的2个的情况下,如果使用该2个检测值推定转子位置,则能够可靠地抑制位置推定误差。

旋转位置选择单元21(图10)根据图11那样的中性点电位与转子位置的关系,如下这样选择要输出的转子位置推定值θd。即,旋转位置选择单元21例如与如区间(a)内的任意一个位置那样大致的转子位置、以及检测出2个中性点电位检测值vn1-d和vn2-d时的电压施加状态对应地,从θd-1、θd-2、θd-12中选择根据中性点电位的变化大的情况下的检测值计算出的推定值,作为当前时刻的θd输出。

能够根据旋转位置推定单元2在上次的推定时刻输出的转子位置的推定值θd-old判断大致的转子位置。此外,将θd-old保存在微计算机内的寄存器等记录单元中,在每次进行位置推定时更新。

除了能够根据逆变器31的输出电压、输入到永磁铁同步电动机4的输入电压以外,还能够根据dq轴电压指令vd*、vq*、逆变器31的各半导体开关元件的开关状态即输出前置驱动器313输出的门驱动信号、控制部6输出的门指令信号(pwm信号)等,判断逆变器31向永磁铁同步电动机4的三相绕组的电压施加状态。

此外,旋转位置推定单元2预先具备表示θd-old和电压施加状态(vna~vnf)与以推定误差的观点来看作为推定转子位置用的中性点电位检测值的适当与否的关系的图表数据或表数据,使用这样的数据,从θd-1、θd-2、θd-12中选择抑制了推定误差的推定值。另外,旋转位置推定单元2也可以预先具备图11所示那样的表示中性点电位与转子位置的关系的数据,根据这样的数据,选择根据中性点电位的变化大的情况下的检测值计算出的推定值。此外,能够通过实验、电磁场分析取得这些数据。

图12表示通电q轴电流而产生电动机转矩时的中性点电位与转子位置的关系的一个例子。此外,与图11同样,表示中性点电位vna~vnf(参照图7)。

如图12所示,图11的区间(a)(电气角为从-30度到30度的范围)移动到区间(b)(电气角为从-75度到-15度的范围)。

这样,因转子位置产生的中性点电位的变化的情况与负载对应地变化。在该情况下,旋转位置推定单元2将表示负载的大小的q轴电流iq或q轴电流指令iq*作为参数,具有用于选择推定值的多个上述那样的数据。

另外,如上述图9所示那样,中性点电位的变化的情况(周期性变化的振幅和相位)还根据电流相位有很大不同。因此,通过通电d轴电流,能够增大中性点电位的变化,提高转子位置的推定精度。在该情况下,除了负载的大小(iq、iq*)以外,旋转位置推定单元2还将d轴电流id或d轴电流指令iq*作为参数,具有用于选择推定值的多个上述那样的数据。

如以上说明的那样,根据本实施方式1,根据转子位置的已推定值和向永磁铁同步电动机的电压施加状态,从根据多个中性点电位检测值推定的多个转子推定值中,选择根据中性点电位的变化大的情况下的检测值推定的转子位置推定值,因此不管负载的大小如何,转子位置的推定精度都得到提高。

另外,根据本实施方式1,为了选择转子位置推定值,能够使用dq轴电压、dq轴电流,因此如果不向微计算机取入三相绕组的中性点电位,则不设置其他到传感器、微计算机的信号布线,就能够进行高精度的位置推定。进而,不使用灵敏度放大器,就能够提高转子位置的检测灵敏度。据此,电动机控制装置的结构变得简单,抑制了电动机控制装置的成本的增大。

(实施方式2)

图13是表示作为本发明的实施方式2的电动机控制装置的控制部6a的结构的框图。此外,控制部以外的结构与实施方式1(图4)同样。以下,主要说明与实施方式1的控制部6(图5)的不同点。

如图13所示,在本实施方式2中,控制部6a除了具备实施方式1的控制部6的结构(图5)以外,还具备中高速位置推定器612和推定相位切换开关613。

中高速位置推定器612根据dq轴电压指令vd*、vq*和dq轴电流检测值id、iq,根据永磁铁同步电动机4的常数(电感、绕组电阻),推定计算转子位置θdc2。其是基于感应电压的公知的转子位置推定单元,省略说明具体的计算方法。此外,作为基于感应电压的转子位置推定单元,各种办法是公知的,省略详细说明,而可以应用任意一个办法。

推定相位切换开关613根据电动机速度(旋转速度)来选择根据中高速位置推定器612输出的θdc2、旋转位置推定单元2(图4)根据中性点电位推定并输出的转子位置推定值θd,作为用于控制的转子位置θdc3输出。即,与电动机速度对应地变更转子的位置推定算法。例如,如果将预定值以上的速度作为中高速,将比该预定值小的速度作为低速,则通过推定相位切换开关613,在中高速时选择θdc2,在低速时选择θd。此外,在本实施方式2中,通过速度计算单元610根据θdc3计算电动机速度ω1。

此外,也可以代替θdc2和θd的切换,而对θd和θdc2进行加权,使得在低速区域中θd为主导,并且在中高速区域中θdc2为主导,计算转子位置θdc3。在该情况下,逐渐切换基于中性点电位的控制和基于感应电压的控制,因此在低速区域和高速区域的切换时提高了控制的稳定性。另外,也可以使切换θd和θdc2的旋转速度具有滞后。由此,能够防止切换时的摆动。

在本实施方式1中,与通过速度计算单元610计算的电动机速度对应地切换θdc2和θd,但并不限于此,也可以与通过旋转位置传感器(磁极位置传感器、转向角传感器等)检测的电动机速度对应地,切换θdc2和θd。

如上述那样,根据本实施方式1,在从低速区域到中高速区域的宽速度范围内,提高了用于电动机控制的转子位置的精度,因此提高了同步电动机的速度控制的精度、稳定性、或可靠性。

此外,也可以在中高速区域的电动机速度下,对θdc2和θd进行比较,根据比较结果,在低速区域修正θd。由此,能够减少三相电感的电动机个体差对低速区域中的θd的推定误差产生的影响。

(实施方式3)

接着,使用图14~图16说明实施方式3。

图14是表示作为本发明的实施方式3的具备制动控制装置的车辆的结构的概要图。图15是表示本实施方式3的第一制动机构的结构的概要图。

另外,图16是表示本实施方式3的第二制动机构的结构的概要图。

如图14所示,通过后述的第一制动机构和第二制动机构对车辆8的第一车轮对(图14的上方:805l、805r)和第二车轮对(图14的下方:803l、803r)分别施加制动力。

第一制动机构由作为通过液压动作的液压式制动器的液压盘式制动器804l、804r、生成液压的第一电动机构805、控制第一电动机构805的第一电动机构控制装置806构成。

在此,如图15所示,第一电动机构805具备液压回路832。液压回路832由通过永磁铁同步电动机821动作而对储液罐827内的制动液进行加压的作为液压源的泵822、调整泵822的液压的调压阀823、调整流入液压盘式制动器804l、804r的液压的流入阀824l、824r、调整流出的液压的流出阀825l、825r、切断刹车踏板809侧的切断阀826构成。

进而,如图15所示,第一制动机构与第一电动机构805分别具备将驾驶员对刹车踏板809的操作作为动力源动作的主缸810。主缸810经由液压回路832与液压盘式制动器804l、804r连接,因此通过将切断阀26、流入阀824l、824r设为开阀状态,液压盘式制动器804l、804r通过由主缸810生成的液压而动作。由此,能够制动车辆8。

另外,为了在切断阀826为开阀状态时,针对刹车踏板809的操作对驾驶员施加适当的反力,吸收从主缸810喷出的制动液,而设置行程模拟器830。进而,在从主缸810到行程模拟器830的液压路径中,设置调整制动液向行程模拟器830的流入流出的行程模拟器阀831。

第一电动机构控制装置806控制第一制动机构中的永磁铁同步电动机821和各阀的动作。

如图14的下方所示,第二制动机构由电动盘式制动器807l、807r、控制它们的第二电动机构控制装置808构成。

如图16所示,电动盘式制动器807l、807r具有相同的构造,通过第二电动机构840l、840r动作。第二电动机构840l、840r将永磁铁同步电动机3l、3r、刹车片62l、62r向刹车盘63l、63r按压,生成按压力而产生制动力,因此由对永磁铁同步电动机3l、3r的旋转力进行减速、变换的旋转直线运动机构82l、61r构成。

第二电动机构控制装置808控制电动盘式制动器807l、807r的按压力。

另外,如图14所示,车辆8具备:上位控制装置811,其根据来自检测外界状况的照相机、雷达等的传感器信息、地图信息、构成车辆8的驱动系统、转向系统以及制动系统等的动作状态、以及车辆8的运动状态,计算车辆8的适当的动作,向制动控制装置发送控制指令。刹车踏板809的操作信息(刹车踏板行程、主缸内压力)、上位控制装置811的控制指令值经由信号线812发送到第一电动机构控制装置806和第二电动机构控制装置808。第一电动机构控制装置806和第二电动机构控制装置808经由通信线813相互通信。

另外,第一和第二制动机构经由电源线814与主电源815连接,在通常时通过从主电源815供给的电力来驱动。

在安装于这样的车辆8中的制动控制装置中,在主电源815正常的情况下,通过第一电动机构控制装置806和第二电动机构控制装置808,根据驾驶员对刹车踏板809的操作、上位控制装置811的指令、车辆状态量,分别控制第一电动机构和第二电动机构的动作。

在第一制动机构中,在通常时,通过使切断阀826闭阀而切断主缸810与液压盘式制动器804l、804r的连接,打开行程模拟器阀831来吸收由于驾驶员对刹车踏板809的操作而喷出的制动液。同时,根据刹车踏板809的操作或上位控制装置811的指令、电动盘式制动器807l、807r的动作状况,计算与使各轮产生的制动力对应的控制量,控制永磁铁同步电动机821、调压阀823、流入阀824l、824r、流出阀825l、825r的动作,液压盘式制动器804l、804r动作。

在本实施方式3中,对永磁铁同步电动机821和对其进行驱动控制的第一电动机构控制装置806适用上述的实施方式1和实施方式2的任意一个的电动机控制装置。对永磁铁同步电动机3l、3r和对其进行驱动控制的第二电动机构控制装置808也适用实施方式1和实施方式2的任意一个的电动机控制装置。

即,在本实施方式3中,不管负载的大小如何,转子位置的推定精度都得到提高,因此在零速和额定速度10%以下的低速区域中频繁使用的制动控制装置的控制精度提高。由此,能够可靠并且高精度地提升制动踩踏力,或高精度地确保制动力。因此,提高了制动控制装置的可靠性。另外,在高温的条件下使用制动控制装置,但根据本实施方式3,不使用具有耐热性的旋转位置传感器,而能够无传感器地使制动控制装置高精度地动作。因此,能够提高制动控制装置的可靠性,并且降低成本。

此外,虽然省略图示,但也可以在图15的液压盘式制动器(804l、804r)的近旁设置液压传感器,根据通过该液压传感器检测到的向液压盘式制动器的液压,推定永磁铁同步电动机的转子位置(磁极位置),根据推定的转子位置,修正根据中性点电位推定的转子位置。由此,能够减少三相电感的电动机个体差对使用了中性点电位的低速区域中的转子位置的推定误差产生的影响。

另外,虽然省略图示,但也可以在图16的刹车片(62l、62r)的近旁设置推力传感器,根据通过该推力传感器检测到的向刹车盘的按压力,推定永磁铁同步电动机的转子位置,根据推定的磁极位置,修正根据中性点电位推定的转子位置。由此,能够减少三相电感的电动机个体差对使用了中性点电位的低速区域中的转子位置的推定误差产生的影响。

(实施方式4)

接着,说明本发明的实施方式4的制动控制装置。此外,本实施方式4的结构与图16所示的具备电动盘式制动器的第二制动机构相同。另外,制动控制装置的动作模式与图2所示的动作模式相同。

在本实施方式4中,第二电动机构控制装置808(图16)根据来自上位控制装置811(图14)的制动力指令,基于根据中性点电位推定的转子位置,驱动永磁铁同步电动机。由此,产生电动盘式制动器的制动力。

如上对图2所描述的那样,制动控制装置将制动力保持为固定的时间区域、即转速为零或低速但产生转矩的时间区域比较长。在本实施方式3中,电动机控制装置在刹车片与刹车盘相接的清零区域(图2的从时间(b)到(c)的区间(1))中,对永磁铁同步电动机进行控制使得在转速为零或低速时产生转矩。

制动控制装置的制动力依存于将刹车片62向刹车盘63按压的力即按压力。经由旋转直线运动机构,通过永磁铁同步电动机的转矩提供该按压力。永磁铁同步电动机产生的转矩依存于转子的磁极位置的推定精度。

因此,在本实施方式中,只在清零区域中通电正的d轴电流,使中性点电位的变化相对于电动机电气角增大,提高位置推定精度。由此,按压力的控制精度提高。因此,制动控制装置对制动力的控制精度提高,因此能够提高车辆的运动性能。此外,对于图15所示那样的上述液压盘式制动器也同样。

(实施方式5)

在本实施方式5中,并用上述那样的基于中性点电位的转子位置推定、基于旋转位置检测器(例如霍尔ic、解析器、编码器、gmr传感器)的旋转位置检测。通常,根据通过旋转位置检测器感测的转子位置,执行电动机控制。另外,根据基于中性点电位的旋转推定位置,判定旋转位置检测器的异常。如果判定为旋转位置检测器异常,则根据基于中性点电位的旋转推定位置,执行电动机控制。由此,即使旋转位置检测器发生故障、信号异常等不良,也能够根据转子推定位置继续进行电动机控制,因此电动机控制装置的可靠性提高。

以下,使用图17和图18,说明实施方式5。此外,主要说明与实施方式1的不同点。

图17是表示实施方式5的电动机控制装置的结构的框图。

如图17所示,除了实施方式1(图4)的结构以外,还设置旋转位置检测器41和42。在本实施方式5中,通过冗余地设置多个旋转位置检测器,旋转检测器的旋转位置检测的可靠性提高。

进而,设置:检测位置判定单元71,其判定通过旋转位置检测器41、42感测的转子位置θd-11、θd-12、以及通过旋转位置推定单元2推定的转子位置θd中的正确的转子位置,作为转子位置θd’向控制部6输出。

图18是表示检测位置判定单元71执行的判定处理的流程图。

首先,在步骤s11中,检测位置判定单元71判定作为旋转位置检测器41的输出的转子位置θd1和作为旋转位置检测器42的输出的转子位置θd2是否大致一致。例如,在θd1与θd2的差值的大小是预先设定的值以下的情况下,判定为大致一致。在θd1和θd2大致一致的情况下(步骤s11的是),前进到步骤s12,在θd1和θd2不一致的情况下,前进到步骤s13(步骤s11的否)。

在步骤s12中,检测位置判定单元71将θd1作为正确的转子位置θd1’向控制部6输出。即,在控制部6中,将θd’用于电动机控制。此外,在步骤s12中,检测位置判定单元71也可以代替θd1,而将θd2作为θd’输出。

在此,在θd1与θd2不一致的情况下,能够判断为旋转位置检测器41和旋转位置检测器42的任意一个异常。因此,通过步骤s13和步骤s14,使用旋转位置推定单元2输出的转子推定位置θd,判定旋转位置检测器41和旋转位置检测器42中的哪个旋转位置检测器异常。

在步骤s13中,检测位置判定单元71判定θd1和θd是否大致一致。例如,在θd1与θd的差值的大小是预先设定的值以下的情况下,判定为大致一致。在θd1和θd大致一致的情况下(步骤s13的是),判断为旋转位置检测器41正常,前进到步骤s14,在θd1和θd不一致的情况下,判断为旋转位置检测器41异常,前进到步骤s15(步骤s13的否)。

在步骤s14中,检测位置判定单元71将θd1作为正确的转子位置θd’向控制部6输出。即,在控制部6中,将θd1用于电动机控制。

在步骤s15中,检测位置判定单元71判定θd2和θd是否大致一致。例如,在θd2与θd的差值的大小是预先设定的值以下的情况下,判定为大致一致。在θd2和θd大致一致的情况下(步骤s15的是),判断为旋转位置检测器42正常,前进到步骤s16,在θd2和θd不一致的情况下,判断为旋转位置检测器42异常(步骤s15的否),前进到步骤s17。

在步骤s16中,检测位置判定单元71将θd2作为正确的转子位置θd’向控制部6输出。即,在控制部6中,将θd2用于电动机控制。

在步骤s17中,通过步骤s13和步骤s14判定为旋转位置检测器41、42都异常,因此,检测位置判定单元71将θd作为正确的转子位置θd’向控制部6输出。即,在控制部6中,将θd用于电动机控制。

此外,优选θd1、θd2、以及θd的各位置是相同定时的位置。例如,通过修正旋转位置检测器的检测定时,或对各位置数据进行插补等来进行修正,能够在同一定时比较3个位置。由此,提高了旋转位置检测器的异常的判定精度。

如上述那样,根据本实施方式5,能够根据旋转推定位置,判定冗余地设置的多个旋转位置检测器中的哪个异常。由此,即使在多个旋转位置检测器的任意一个异常的情况下,也能够选择正常的旋转位置检测器,与正常时(没有故障时)同样地执行电动机控制,持续输出希望的电动机转矩。进而,即使在多个旋转位置检测器都异常的情况下,也能够使用转子推定位置执行电动机控制,因此能够维持电动机驱动。

本实施方式5的旋转位置推定单元是构成控制系统的微计算机的一个功能,不追加旋转位置检测器那样的硬件就能够实现。因此,根据本实施方式4,不增大电动机控制装置的成本就能够提高电动机控制装置的可靠性。

此外,本发明并不限于上述实施方式,包含各种变形例子。例如,为了容易理解地说明本发明而详细说明了上述实施方式,并不一定限于具备所说明的全部结构。另外,能够对各实施方式的结构的一部分进行其他结构的追加/删除/置换。

例如并不限于永磁铁同步电动机,也能够适用绕组磁场型同步电动机等三相同步电动机。

另外,在上述实施方式3中,也可以适用本实施方式5的电动机控制装置。

附图标记说明

1:中性点电位检测单元;2:旋转位置推定单元;3:电动机控制装置;3l、3r:永磁铁同步电动机;4:永磁铁同步电动机;5:直流电源;6、6a:控制部;7r:卡钳;21:旋转位置选择单元;22:vn1旋转位置推定单元;23:vn2旋转位置推定单元;24:vn12旋转位置推定单元;31:逆变器;41、42:旋转位置检测器;61、61r:旋转直线运动机构;62、62l、62r:刹车片;63、63l、63r:刹车盘;71:检测位置判定单元;82l:旋转直线运动机构;311:逆变器主电路;312:单分流电流检测器;313:输出前置驱动器;601:iq*产生单元;602:id*产生单元;603a、603b:计算单元;604a:d轴电流控制单元;604b:q轴电流控制单元;605:dq逆变换单元;606:pwm产生单元;607:电流重现单元;608:dq变换单元;609:采样/保持单元;610:速度计算单元;611:脉冲偏移单元;612:中高速位置推定器;613:推定相位切换开关;803l、803r:第二车轮对;804l、804r:液压盘式制动器;805:第一电动机构;805l、805r:第一车轮对;806:第一电动机构控制装置;807l、807r:电动盘式制动器;808:第二电动机构控制装置;809:刹车踏板;810:主缸;811:上位控制装置;812:信号线;813:通信线;814:电源线;815:主电源;821:永磁铁同步电动机;822:泵;823:调压阀;824l、824r:流入阀;825l、825r:流出阀;826:切断阀;830:行程模拟器;831:行程模拟器阀;832:液压回路;840l、840r:第二电动机构。

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